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由自关断器件构成的电压型串联谐振逆变器和电流型并联谐振逆变器的电路拓扑分别如图3-1所示。

 

 

 

从电路原理的角度来看，两种电路是完全对偶的。这种对偶性主要表现在以下几个方面：

A．电压、电流波形的对偶：

电压型串联逆变器：入端电压为直流；当工作在负载谐振频率时，入端电流为全波整流波形；输出电压为方波；输出电流为正弦波。

电流型并联逆变器：入端电流为直流；当工作在负载谐振频率时，入端电压为全波整流波形；输出电流为方波；输出电压为正弦波。

B．电路特性的对偶：

电压型串联逆变器：负载阻抗频率特性为串联谐振特性，因此不宜空载；短路及直通保护困难；逆变器及负载开路保护容易。

电流型并联逆变器：负载阻抗频率特性为并联谐振特性，因此可以空载；短路及直通保护容易；逆变器及负载开路保护困难。

C．电路拓扑的对偶：

电压型串联逆变器：入端并联电容Cd(等效电压源)；负载为R、L、C串联谐振电路；逆变开关为单向耐压，双向载流。

电流型并联逆变器：入端串联电感Ld(等效电流源)；负载为R、L、C并联谐振电路；逆变开关为双向耐压，单向载流。

从上面比较可以看出，理解和掌握(A)、(C)中的对偶关系有助于分析和比较两种逆变电路的工作原理，而了解(B)中的对偶关系则有助于正确可靠地设计保护电路。

各种电路结构，都有其个性特征，都具有较其它电路明显的优点，与其它电路相比，也必然有其缺点。否则，要么它本身就不具备存在的必要性，要么其它电路就会被它取代。对感应加热电路而言，因为并联型逆变器和串联型逆变器的对偶性，所以各自都有一定的局限性，或者说是实现起来的技术难点。在高频逆变器的电路选择中，我们要尽量的避免一种电路实现的难点，充分利用它的优点。在高频应用中，还要充分了解高频开关器件的特性。对于MOSFET而言，反向呈二极管特性；对于反向耐压较低的IGBT，其模块内部通常反并联相应的二极管，所以不具备承受反压的能力。

高频感应加热的设计有三个要点：器件是前提，工艺上的可实现性是关键，满足工件的加热要求是最终目的。高频化的首要前提是器件(其中包括快速二极管)具有高速的开关特性。我们知道大容量的快速二极管的反向恢复特性较差、恢复时间较长。在固态高频感应加热电源中，通常是逆变器工作于感性状态以避免二极管的反向恢复问题。但是二极管的开通也有延时，这是因为载流子的注入需要一定的时间。因此感性工作状态避免了二极管的反向恢复短路电流。但开通延时却会导致电压过冲和振荡。在电流型逆变器中，由于二极管和自关断器件是相串联的，因此在任何状态下，其电流容量必须与自关断器件相当，而在电压型逆变器中，二极管只在输出功率因数角对应时间内通有电流。从理论上讲，当逆变器工作在负载谐振时，通过二极管的电流为零。因此在同等容量的电源中，电流型逆变器对二极管的容量要求较大。而容量越大的器件，其开关特性往往越差，从这一点来说，将电压型逆变器高频化有利于选择高频二极管。

从结构工艺来看，高频电源对分布参数较为敏感，杂散电感和分布电容容易引起电压过冲和开关过程的高频振荡，电流型逆变器的开关器件要求具有双向耐压的能力，因此增加了结构设计和安装的工作量以及分布参数。另外由于电压型逆变器可以利用逆变调功，不必象电流型逆变器那样必须采用可控整流或直流斩波。可见采用电压型逆变器的感应加热电源在整体结构上更加简洁，有利于高频电源的结构设计。

高频化的主要目的是满足生产工艺的要求，例如工件的表面淬火。将电压型逆变器高频化，不仅满足生产应用的需要，同时提高了输出调节速度，减小了直流滤波环节的无功元件(滤波电感和储能电容)的容量，相应的减小了元件的体积和重量。但在电流型逆变器中，由于要借助于直流调功，因此调节速度受到直流调功方式的限制。当采用相控整流桥来调节功率时，直流滤波电感必须按照逆变直通时的拉逆变保护过程来设计，不受逆变工作频率的影响，因此滤波电感必须足够大。

高频化相应的带来一些问题，主要有两点：一是频率的提高导致开关损耗的大大增加；二是高频开关过程的开关应力大，di/dt和dv/dt高，对器件不利，同时高的di/dt和dv/dt 将引起器件周围寄生电感和电容之间的高频振荡，导致了较大的电磁噪声。

基于以上原因，我们采用了串联型逆变器来制做高频感应加热电源。

 

串联谐振逆变器的调功方法可分为两类：逆变调功和直流调功。

逆变调功的方法目前主要有：

1)脉冲频率调制法(PFM)；

2)脉冲密度调制法(PDM)；

3)脉冲宽度调制法(PWM)。

逆变调功的方法与直流调功的方法相比优点是：

1)可以不用可控整流，使控制电路大大简化；

2)调节输出功率的速度比用可控整流要快。

一．脉冲频率调制法(PFM)

脉冲频率调制法的原理十分简单：它通过改变逆变器开关频率来改变输出阻抗来达到调节输出功率的目的。

串联谐振的负载等效电路如图3-2。

 

二．脉冲密度调制法(PDM)

PDM方法通过控制脉冲密度，向负载馈送能量的时间比来控制输出功率。

简单地说就是以负载的谐振周期作为一个调功单位。总共100个调功单位内，在N个单位逆变器向负载输出功率；剩下的100－N个单位内逆变器不工作，负载以自然频率逐渐衰减。这样的话输出的脉冲密度为N%，输出功率跟脉冲密度存在一定的关系。因而调节脉冲密度就可以改变输出功率。

PDM方法的缺点是：

1)逆变器输出功率的频率不完全等于负载自然频率，在功率闭环的场合中工作稳定性差。N个周期系统是以一定的开关频率输出功率，另外100－N个周期负载以自然频率衰减振荡的。每次在自然衰减振荡恢复成输出功率状态时要重新锁定频率，这时系统极可能会失控。因此在功率闭环或温度闭环的场合，工作的稳定性不好。

2)功率调节特性不理想，呈有级调功特性。

三．脉冲宽度调制法(PWM)

一般不采用移相调功的逆变器，同一桥臂的两个开关是互补的，斜对角的两个开关是同时开通与关断的。这类逆变器输出电压为±Ud的方波。如果在控制电路中设法使原来同相的两个桥臂开关的驱动信号错开一个相位角，使得负载输出电压的交替的正负电压交替过程中插入一段零电压区。这样就改变了输出电压的有效值，最终调节了输出功率。

目前一般逆变器的移相PWM方法的工作频率是固定的，不需要考虑负载在不同工作频率下的特性。而在感应加热电源中的移相PWM要求工作频率必须能跟踪负载的谐振频率。这种控制方法通常要求使某一桥臂的驱动脉冲与输出电流的相位保持一致。而另外一个桥臂的驱动脉冲与输出电流的相位可以调节^[8]。

根据β超前还是滞后分为两种PWM方式：

1）在图3-3中，β滞后0°～180°可调。在0°～180°调节过程中，输出脉宽减小的同时，将引起输出电压相对于输出电流的相位由超前变为滞后，也就是频率不断降低。因此这种方式称为降频式PWM控制。

2）在图3-4中，β超前0°～180°可调。在0°～180°调节过程中，输出脉宽减小的同时，将引起输出电压相对于输出电流的相位更加超前，也就是频率不断提高。因此这种方式称为升频式PWM控制。

升频式PWM和降频式PWM有共同的特点。在调节输出电压的脉宽的同时也改变了负载的工作频率。因此也隐含了部分PFM调功的因素。

 

 

直流调功通常采用直流斩波或相控整流来改变逆变器的输入直流电压的大小。

一．直流斩波调功

感应加热电源中的直流斩波调功方式^[9]的调功原理如图3-5所示：

 

 

前端是由六只二极管组成的三相不可控整流器，输出的直流电压Ud，经过电容Cl滤波后送入有T1、Ll、D1、C2组成的斩波器，调节T1的占空比，逆变器得到的电压就在0～Ud之间任意的电压值。而逆变器始终工作在一个固定的引前角，从而能够完成对逆变器的调功。

二．相控整流调功

由六只晶闸管组成三相全桥可控整流电路。

由以上分析可知，串联逆变的调功方式多种多样，但所有的调功方式都有其自身的优缺点，比如逆变调功由于不用可控整流，控制电路大大简化，但此时逆变的角度随功率的改变而改变（PDM方式除外），在大角度换流时，逆变管的损耗很大，这使得在进一步提供功率和工作频率时很不利的。在PDM方式调功时，功率为有级调节。所以在进一步提高功率和逆变器的工作频率时，一般选择在整流侧调功。而在斩波调功方式中，调功管工作在硬开关状态，开关管损耗相当大。同样也成为进一步提高整机容量的瓶颈。

 

电力电子开关器件都不是理想的开关，存在着各种寄生参数。其等效的结构如图3-6所示。其中虚线框内是器件及其自身寄生参数的等效结构^[10]。

 

根据ZCS和ZVS思想产生的技术主要有两大类：一类是谐振开关技术，另一类是软开关技术^[12]。谐振开关技术主要包括：谐振变换器、谐振型开关和谐振直流链。

谐振变换器典型结构有两种：就是串联谐振变换器和并联谐振变换器。在工作时使负载处于谐振状态，在实现了无功补偿的同时创造了零电压或零电流开关的条件。即在负载电压或电流过零点实行开关转换。

谐振型开关典型结构有两种：一种是采用图3-7(a)型开关的变换器叫零电压准谐振变换器ZVS-QRC，另一种是采用图3-7(b)型开关的变换器叫零电流准谐振变换器ZCS-QRC。图中的Lr和Cr是谐振元件，在开关开通关断时谐振造成零电流零电压条件。

 

 

谐振直流链技术的两种示例如图3-8所示。图中的负载通常是桥式变换器。在图3-8(a)中，当Lr和Cr振荡至Cr端压为零时，使辅助开关S1导通。在此期间完成变换器的换流过程，则实现了主控开关的零电压开关状态。但主控开关的工作周期必须是Lr和Cr振荡周期的整数倍，因此输出电压的可调节性较差，且主开关的工作电压很高，会达到直流输入电压的2~2.5倍。为了提高输出电压的可调性，通常使主控开关的工作周期比Lr和Cr振荡周期大得多，同时对直流谐振波形进行调制输出，可以适当降低输出电压或电流的谐波含量因此谐振直流链通常用在UPS和电机驱动等输出频率不高的场合。

 

 

与常规的PWM方式相比，谐振开关技术的缺点是：工作于ZCS方式的器件通态电流峰值很大，而工作于ZVC方式的器件断态电压峰值很高。

 

 

软开关技术克服了谐振开关技术的缺点。软开关全桥逆变器如图3-9，是结构最简单的一种。但是图3-9中S1、S2关断后，S3、 S4必须在C3、C4电压下降为零后开通。为确保完成这样的电压换向过程，换相时的负载电流不能太小，否则会恶化管子的开通。

 

下面主要分析感应加热电源的谐振槽路^[13]一些数学关系。

 

 

 

 

 

 

 

 

显然，谐振时由电源输入的电流很小，而各支路的电流却很大，为电源输入电流的 倍。因此，常称此谐振为电流谐振。

如果电流的频率是可变的，则并联电路中各参量与频率的关系将如图3-14所示。应该指出，图中X为Z中的电抗，当R很小可以忽略时，则有：