第五章高频感应加热电源的整机设计
§5.1 主电路原理框图
主电路原理图如图5-1所示：采用不可控三相二极管全桥整流，电解电容器滤波，IGBT单相全桥逆变，输出采用变压器隔离及阻抗变换后输出到感应器对工件进行加热处理。
§5.2 整流主电路的设计
本电源采用三相桥式不可控整流电路，电路结构简单，成本低，并可大大减小直流电压的纹波。Ud＝2.34U2=2.34*220=514.8V。
§5.3 逆变电路的设计
§5.3.1 逆变器控制的原理
串联谐振型逆变器也称电压谐振型逆变器，其结构如图5-1所示。串联谐振型逆变器的输出电压为近似方波。由于电路工作于谐振频率附近，此时振荡电路对于基波具有最小阻抗，所以负载电流 接近于正弦波；同时为避免逆变器上、下桥臂间的直通，换流必须遵循先关断后开通的原则，在关断与开通间必须留有足够的死区时间[22]。图5-2和图5-3分别示出感性负载和容性负载的输出波形。当串联谐振型逆变器在低端失谐状态时(容性负载)，它的工作波形见图5-3，由图可见，工作于容性负载状态时，输出电流的相位超前于电压相位，因此在负载电压仍为正电压时，电流先过零，上、下桥臂间的换流则从上(下)桥臂的二极管换至下(上)桥臂的IGBT，由于逆变管寄生的反并联二极管具有较慢的反向恢复特性，使得在换流时会产生较大的反向恢复电流，而使器件产生较大的开关损耗，而且在二极管反向恢复电流迅速下降至零时，会在与逆变管串联的寄生电感中产生很大的感应电势，而使逆变管受到很高电压尖峰的冲击。当串联谐振型逆变器在高端失谐状态时(感性负载)，它的工作波形见图5-2。
由图可见，工作于感性负载状态时，输出电流的相位滞后于电压相位，其换流过程是这样进行的，当上(下)桥臂的逆变管关断后，负载电流换至下(上)桥臂的反并联二极管中，在滞后一个死区时间后，下(上)桥臂的逆变管加上开通脉冲等待电流自然过零后从二极管换至同桥臂的逆变管。由于逆变管中的电流是从零开始上升的，因而基本实现了零电流开通，其开通损耗很小。另一方面逆变管关断时电流尚未过零，此时仍存在一定的关断损耗，但是由于逆变管的关断时间很短，预留的死区时间不长，并且因死区而必需的功率因数角并不大，所以适当地控制逆变器的工作频率，使之略高于负载电路的谐振频率，就可使上(下)桥臂的逆变管向下(上)桥臂的反并联二极管换流，其瞬间电流也是很小的，即逆变管关断和反并联二极管开通是在小电流下发生的，这样也限制了器件的关断损耗。从上述分析可知，串联谐振型逆变器在适当的工作方式下，开关损耗很小。因而可以工作在较高的工作频率下。这也是目前串联谐振型逆变器在半导体高频感应加热电源中受到更多重视的主要原因之一。
由上面分析可知在逆变器的控制中，要保持逆变器的输出电压稳定的超前于输出电流，以保持逆变器的可靠工作。对于超前量的控制的选择，逆变控制的方法分为两种，定时超前触发和定角超前触发。定时超前触发就是，在逆变器输出电流过零点前的固定时间发出触发信号。定角超前触发就是在逆变器输出电流过零前的固定电角度发出触发信号。本文选用的是定时控制方案。
§5.3.2 逆变控制电路的设计
控制电路是逆变电源的重要组成部分，控制电路产生脉冲经过放大驱动IGBT，采集反馈电流或者电压信号调节脉宽实现所需要的恒流或恒压外特性。本电路中采用了一系列检测、保护判别、控制等环节后，使电源工作安全可靠。如图5-4所示控制电路结构框图。
§5.3.3 脉宽调制芯片3525原理及应用
在桥式逆变电源的研制中，控制芯片采用的是脉宽调制芯片SG3525。SG3525是控制电路的核心，深入理解SG3525的基本原理是设计出可靠的控制电路的关键。图5-5和图5-6分别为SG3525的原理图和时序波形图[24]。
SG3525的锯齿波由RT和CT产生，锯齿波频率由公式（5-1）给出：
（5-1）
如图5-5和图5-6，锯齿波电压和死区时间控制端相比较，如果锯齿波大于死区时间控制端电压，死区时间比较器就送出高电压，否则就送出低电压。PWM反馈送入PWM比较器的同相输入端和锯齿波进行比较，如果反馈端大于锯齿波电压则送出高电平，否则送出低电平。另外误差放大比较器也通过一个二极管送入PWM比较器的同相输入端，如果电路发生过流，可以通过这个比较器迅速封锁脉宽保护开关管。死区时间比较器和PWM比较器经过与门送入触发器，发出矩形波去驱动Q1和Q2产生随PWM反馈电压变化的脉宽，如果PWM反馈电压取自电流反馈，那么电源就可以通过控制脉宽实现电源所需要的陡降外特性。
§5.4 驱动电路的设计
EXB系列混合集成电路是日本富士电机公司生产的IGBT专用驱动芯片，其中EXB841最为适于驱动大容量、高速IGBT(如300A/1200V、600A/600V IGBT)。本课题使用的是EXB841系列驱动器[25]，其原理图为如图5-7。
IGBT通常只能承受10us的短路电流，所以必须有快速保护电路。EXB841系列驱动器内设有过流保护电路，这个过流保护电路根据集电极电流和通态电阻之间的关系检测过流，如发生过流，驱动器的低速切断电路就慢速关断IGBT（≤2us的过流不响应，在10us内关断），从而保证IGBT不被损坏。如果以正常速度切断过电流，集电极产生的电压尖脉冲可能破坏IGBT。IGBT在开关过程中需要一个+15V电压以获得低开启电压，还需一个-5V栅极电压以防止关断状态时的误动作。这两种电压（+15V和-5V）均可由20V供电的驱动器内部电路产生。
§5.4.1 EXB841驱动电路工作原理
一、正常开通过程
当控制电路使EXB841输入端脚14和15有10mA电流流过时，光电耦合器IS01导通，A点电位迅速下降至0V，使V1和V2截止。V2截止使D点电位上升至20V，V4导通，V5截止，EXB841通过V4及栅极电阻RG向IGBT提供电流使之迅速导通，UCE下降至3V。
与此同时，V1截止使+20V电源通过R3向电容C2充电，又使B点电位上升，由于IGBT约1us后已导通，UCE下降至3V，从而将EXB841的脚6电位钳制在8V左右。因此B点和C点电位不会充至13V，而是充到8V左右。稳压管VZ1的稳压值为13V，IGBT正常开通时不会被击穿，V3不通，E点电位仍为20V左右，二极管V6截止，不影响V4和V5的正常工作。
二、正常关断过程
控制电路使EXB841输入端脚14和脚15无电流流过，光电耦合器0S01不通，A点电位上升使V1和V2导通；V2导通使V4截止，V5导通，IGBT栅极电荷通过V5迅速放电，使EXB841的脚3电位迅速下降至0V（相对于EXB841的脚1低5V），使IGBT可靠关断，UCE迅速上升，使EXB841的6脚“悬空”。与此同时V1导通，C2通过V1更快放电，将B点电位嵌位在0V，使VZ1仍不通，后续电路不会动作，IGBT正常关断。
三、保护动作
设IGBT已正常导通，则V1和V2截止，V4导通，V5截止，B点和C点电位稳定在8V左右，VZ1不被击穿，V3不导通，E点电位保持为20V，二极管V6截止。若此时发生短路，IGBT承受大电流而退出饱和，VCE上升很多，二极管V7截止，则EXB841的脚6“悬空”，B点和C点电位开始由8V上升，当上升至13V时，VZ1被击穿，V3导通，C4通过R7和V3放电，E点电位逐步下降，这时二极管V6导通，D点电位也逐步下降，从而使EXB841的脚3电位也逐步下降，慢慢关断IGBT，此时慢关断过程结束，IGBT栅极上所受偏压为0V（设V3管压降为0.3V，V6和V5的压降为0.7V）。这种状态一直持续到控制信号使光电耦合器IS01截止，此时V1和V2导通，V2导通使D点下降到0V，从而V4完全截止，V5完全导通，IGBT栅极所受偏压由慢关断时的0V迅速下降到-5V，IGBT完全关断。V1导通使C2迅速放电，V3截止，20V电源通过R8对C4充电，至此EXB841完全恢复到正常状态，可以进行正常的驱动。
§5.4.2 调试EXB系列驱动器中的问题
一、输入和输出电路应分开，即输入电路接线远离输出电路，以保证有适当的绝缘强度和高的噪音阻抗。
二、使用过高的驱动供电电压会损坏IGBT，而不足的驱动电压又会增加IGBT的通态压降。同时，栅极电阻不足会增加IGBT和稳流二极管的开关噪声。
三、IGBT的栅极射极回路的接线一定要小于1m，且应使用双绞线。
四、适当增大IGBT的栅极串联电阻RG，可抑制IGBT的集电极产生大的电压尖脉冲。
§5.4.3 EXB841的过热过流分析
一、EXB841的6脚“悬空”引起过热的分析
如图5-7，若EXB841的6脚所在支路出现“虚焊”或6脚所接快速二极管出现断路形式的损坏等情况，都会造成6脚处于悬空的状态。当来自PWM控制电路的信号不能使光耦导通时，A点电位上升为高电平，三极管V1、V2饱和导通，使D、Q点变为低电位，V5导通，V3截止，来自与稳压管VZ2并联的电容C5的电流经RG、V5迅速对IGBT栅—射极的等效电容CGE充电，使栅—射极的电压VGE迅速变为-5V，关断IGBT。EXB841的6脚悬空与否，对上述关断过程中EXB841的关断动作无影响，但当来自PWM控制电路的信号使光耦导通时，A点变为低电平，V1、V2截止，D点变为高电平，EXB841输出开通驱动脉冲，而Q点的电位取决于6脚的状态。若V7工作正常时，则有一电流自B点经R4、R5、V7、IGBT的集电极、发射极、稳压管VZ2至驱动电路的地，设IGBT的导通压降为3V，VZ2的稳压值为5V，此时Q点则被钳位于8V，稳压管VZ1(稳压值为13V)不会导通，V3截止，C4不会通过V3放电。若6脚因种种原因出现悬空时，则Q点电位会因C4充电电压的上升超过13V，C4会通过饱和导通的V3放电。值得注意的是，C4通过V3放电的限流电阻R7阻值较小(220Ω)，仅为V1、V2集电极限流电阻(2.2kΩ)的十分之一，这样流过V3的电流很大(峰值电流约为100mA)，长时间这样工作，V3的发热将变得严重。更为严重的是一旦V3因发热而烧坏，EXB841则彻底失去对IGBT过流保护的慢关断功能(C4无放电回路，E点电位不能降低)，即使6脚外围电路恢复正常，也无法恢复EXB841对IGBT过流保护的慢关断功能。
二、RG对过热的影响
图5-8为输出正向和反向的等效电路，V4和V5分别是正向输出三极管和输出反向三极管，VZ2稳定E极电压，IGBT的栅极和发射极间为容性负载。从图5-8中可以看出，RG对栅极电流有较大影响，RG减少动态充电电流瞬时值增大[26]。
(
对于大容量的IGBT，为提高效率、减小IGBT的开关损耗，要求开关过程的时间相应要短一些，为此要求RG要小一些，以减小充电回路的时间常数，但是这样造成EXB841输出的动态充电电流瞬时值增大，会引起V4、V5及稳压管VZ2的发热，故应综合考虑，根据推荐数据和实验结果，一般取十几欧到几十欧为宜。
三、IGBT的栅极和射极电击穿或短路引起的过流分析
由于IGBT的栅射极与普通的MOS型器件相同[27]，属于电场控制的绝缘式输入级，这样有可能与普通MOS管相似，在过高的栅极电压(或干扰脉冲电压)的作用下，出现栅—射极被击穿的故障。另外，在调试中若不慎由于示波器探头等物品会造成EXB841的3脚和1脚短路。出现上述情况时，EXB841的输出电流剧增，将会烧坏输出级的V4、V5、VZ2。而在输出级流过同样电流的V4，VZ2中(正向充电)，由于它们的导通压降相差很大(V4导通压降为0.3V，而VZ2的导通压降为5V)，功耗也相差较大，这样VZ2将先于V4而烧坏。VZ2烧坏后，C5上电压将充至Vcc，V4将不能导通，自然无法驱动IGBT导通。在实验中曾发生过V4与VZ2同时烧坏的情况。
四、对EXB841自身过流的保护
EXB841的供电电压过大、栅极限流电阻RG过小、工作频率过高、IGBT容量过大都会引起EXB841的过热。合理选择电路参数与工作参数及所驱动的IGBT的容量对于防止EXB841过热损坏是重要的手段之一。对于如输出端短路、RG过小、供电电压过大这类易引起严重过流的情况，可在VCC与EXB841的2脚间加一保险管，以防止因输出严重过流而烧坏EXB841，这同时也为检修提供了方便。根据厂家提供的正反向偏置输出电流的最大额定值可选1～4A的保险，随占空比与频率的增加，应适当减小保险管容量[28]。
五、驱动电压波形的调整
IGBT栅极和射极的驱动电压大小对于其通态压降、容许短路时间、开关过程的时间长短及开关损耗、集电极尖峰电压等都有显著的影响，常常需根据不同的应用场合对IGBT的驱动电压做出积极的调整。另外负偏压不足是EXB841的缺点，对于桥式电路，特别是在电流较大时，存在两组管子较强干扰和直通可能，有必要适当提高负偏压，如采用8V左右的负偏压。基于对EXB841驱动电路原理的剖析，实验中采用了一种简单的方法：断开EXB841的1脚与IGBT射极E间的连线，用外接的稳压管代替EXB841内部的稳压管VZ2，稳压管两端并有电容，如果没有这个电容稳定电压，反向驱动电压会不稳定，波形不正常。稳压管所在支路的限流电阻应根据稳压管的稳压值作适当调整，实验中选用了1N4737A502A稳压管，稳压值为7V，限流电阻51kΩ，稳压管两端并联电容为0.33µF。这样IGBT所获得的反向关断电压则为-7V，正向驱动电压为13V(20V-7V)，正反向偏置电压同时到了调整，且波形呈规则的矩形波。实验中还发现了若稳压管两端未并接电容，则正向驱动电压上升沿仍然很陡，而反向关断电压切换时，先有一很陡的快速下降过程，接近0V时经过相当缓慢的过渡过程才达到稳态反向关断电压，这是由于反向充电时间常数过大引起的，而且由于IGBT正向驱动时存在较大的等效电容，如果这个电容和栅极电阻RG时间常数过大，会导致波形不是理想的矩形波，而是一缓慢上升的波形如图5-9，所以要选择合适的RG使得既获得理想波形又不会使开关损耗过大。依上述指出的注意事项接线，则能得到理想的驱动电压波形。
§5.4.4 改进的驱动电路
驱动电路负偏压、保护动作电流以及软关断特性决定着EXB841工作的可靠性，并且相互有所影响，必须综合考虑。偏高的保护动作阀值也难以起到有效的保护作用，有必要予以降低，但由于器件压降的分散性和温度影响，又不宜设置过低。为了适当降低动作给定电流，已经提出过采用高压降检测二极管或采用串接反向稳压管及二极管的方法，但其调整受到较大限制，而且稳压管参数不稳定。
本课题采用了用三极管代替稳压管的方法，调节EXB841的过流阀值，有利于更好的利用驱动电路过流保护的功能。改进后的电路，如图5-10所示，通过调节W2可以调节Q1基极电压，实现了保护电压的连续调节和较准确的控制，而且调试方便，具有较高应用价值。
驱动IGBT单管时，4、5端外加电阻可缩短其软关断时间。当使用EXB841驱动IGBT模块时，可在4、9端外加电容加以调整，并可避免过高的di/dt产生电压尖峰。图5-11为改进前后的波形对比，还可以看到，改进后还可较快地施加负偏压，进一步提高可靠性。
§5.4.5 IGBT的过流及过热保护电路
IGBT容易发生短路过流现象。富士电机公司生产的EXB841系列驱动电路在检测到过流时会切断驱动信号关闭IGBT，直到过流信号消失再重新恢复驱动信号，考虑到IGBT的安全工作区以及短路次数有限，为提高IGBT的寿命，本课题设计了过流保护电路。另外，还设计了过热保护电路[29]。
如图5-12，驱动电路产生过流信号以后，经过光电耦合器隔离，阻容网络吸收干扰，触发器被触发，产生高电平经过D2接PWM控制芯片3525的保护端关断驱动脉冲并保持，及时防止过流。
在本电源的设计中，IGBT装有散热片，温度传感器安装在散热器背面，如果温度传感器检测到过热，产生的电压信号进入触发器4013，后者产生高电平通过D1关断电源实现过热保护。调试过程中过热和过流信号端容易受到外界干扰（主要来自电源自身的高频干扰），因此必须设计好阻容吸收网络的参数，阻容网络的时间常数应该和干扰的周期一致。过流信号产生后由触发器产生过流过热信号驱动光电二极管发光，显示电路如图5-13。
§5.5 保护电路的设计
在功率变换电路中，主要元件有三类：固态功率器件、电容器和磁性元件(电感和变压器等)，其中固态器件是核心，整机的性能主要取决于所选的器件。但是功率器件与电容器和磁性元件不同，固态器件的过载能力较弱，当它遭受过电流或过电压时，会在较短的时间内损坏。当然，这并非是说固态器件没有过载能力，只是过载的倍数较小，过载允许的时间较短。
在感应加热电源的实际应用现场，一般都存在着很强的电磁干扰，负载工作的情况也复杂多变，非常容易发生器件过载情况，因此在电力电子设备中，固态器件的保护问题是关系到设备工作可靠性的一个极端重要的问题，设置快速、准确、可靠的保护电路是非常必要的。
尽管目前的固态感应加热电源都设有过流和过压保护措施，但实际应用中有很多都存在着缺陷，有的保护电路对于象逆变侧短路等严重故障根本起不到实际的保护作用。从前面几章的分析我们知道，目前的高频器件比较适合构成电压型串联逆变电路，就是中频电源由于串联型电路具有主电路结构简洁，低成本的特点也适合选用电压型串联逆变电路。但除非非常必要用电压型串联逆变电路，一般的场合还是电流型并联逆变电路为主流。其主要原因就是串联型逆变的直通和输出短路保护的难度较大。
§5.5.1 采用电流控制阻抗进行过流保护
文献[30]中提出了在逆变器的输入端串入电流控制阻抗的方法（如图5-14），能有效的达到直通保护的目的。这种电流控制阻抗有如下的特性：
1．当电流小于转折电流时，等效阻抗非常低，以保证逆变器的输入端的理想电压源的特性。
2．当电流超过转折电流时，等效阻抗变得非常大。而且这种阻抗特性的变化非常快。
3．转折电流是可控的。
4．这种电流控制阻抗是可以重复使用。
这种电流控制阻抗在理论上可以由一个恒流源和二极管反并联实现。正常工作(电流小于转折电流)时电流控制阻抗的阻抗很低。负载两端保持电压源的供电特性，而当电流异常时(过载或短路导致电流大于转折电流)时电流控制阻抗迅速上升为一个足够大的阻抗限制故障电流的上升率，确保在电流达到损坏半导体元件之前，电路进行保护。
§5.5.2 阻容吸收保护IGBT的关断过电压
如图5-15所示为阻容吸收电路原理图，能够有效吸收IGBT管子的C、E两端关断时所产生的过电压。
§5.6 试验调试过程及结果
§5.6.1 控制信号的测试
如图5-16所示为控制信号测试波形图，具有死区的互差180度的方波控制信号，分别控制处于对角线上的IGBT单元。
§5.6.2 电流检测信号的测试
考虑到检测信号的重要性，首先这种干扰必须消除或者限制在一个范围内，其次还要考虑到可行性、可靠性、简单易实现等等。可以采用三种消除这种干扰信号的方法：
一、采用在脉宽信号消失后立即给电流检测信号一个负电压来消除尖峰电流的电压信号。
二、利用SG3525的同步输出脉冲，经过反相延迟加在两个开关管都关断的时刻上。
三、传统的RC滤波。
第一种方法在两路脉冲都截止的时候对电流检测信号加一负电压，这种方法虽然效果较好，但是电路相对来说较复杂。第二种方法不容易控制延迟的时间，容易发生误导通。图5-18中的B为采用RC滤波后的电流检测信号，干扰信号的峰值大约为1.2V。
如图5-18，B和变压器原边电压信号A比较可得，开关管关断的时刻叠加后的信号波形有一个尖峰，这个尖峰和开关管的关断时刻的尖峰同时发生，这个尖峰是RC未能完全滤掉的尖峰，由于它总是在脉冲关断以后才发生的，所以只要幅度不大，不会对脉冲的关断有明显的影响。
§5.6.3 逆变输出波形的测试
如图5-19所示，逆变器输出电压电流波形图，波形平滑，无干扰及畸变现象，符合工业生产的需要。图5-20是逆变管电压电流波形。
§5.7 小结
功率器件是高频逆变电源的重要组成部分，也是高频逆变可靠性的重要保证。本章通过分析IGBT的原理以及特性，设计出适合实际高频逆变电源使用的驱动电路和辅助的保护电路并进行了调试，在调试过程中分析了EXB841驱动电路和IGBT的过热过流原因及影响因素，总结了在大功率IGBT模块驱动栅极电阻RG的参数选择和驱动电压的调整，最后得到改进了过流保护阀值的驱动电路。设计出了整机的结构，其中包括整流环节、逆变环节、驱动技术、保护措施等。在现场进行了大量的试验，选定电源的控制与保护等环节的实现方案，并对试验波形进行了测试和分析。
