国际热加工中频基地 专业生产中频熔炼 淬火成套设备的会员档案 http://img.china.alibaba.com/club/upload/pic/user/c/z/h/u/czhuate_s.jpeg 热加工的市场 19 24 4326 商人博客 zh-cn 2009/01/09 19:24:45 Mon, 18 Aug 2008 09:55:59 CST http://blog.china.alibaba.com 传奇今朝 chinajinde 博客宝贝 专业生产中频熔炼 淬火成套设备 <![CDATA[ 多匝比中频变压器说明书 ]]> 一、应用范围
      多匝比中频变压器（以下简称变压器）主要用于中频淬火、弯管、焊接、热扎、透热等感应加热为中频电源降压、隔离及阻抗匹配。
二、型号如图
三、规格
 
型号
中频功率（KW）
外型尺寸（mm）
（长×宽×高）
重量（kg）
控材料
PR－500/1－8
≤160
390×400×390
90
硅钢片
PR－1000/2.5－8
≤160
 
 
铁氧体
PR－2000/2.5－8
160－200
 
 
铁氧体
PR－1000/0.8－10
160－200
 
 
非晶体
 
四、结构特征
      变压器由壳式结构的导磁材料组成，分别有：
      1、单项δ＝0.25-0.35mm 3F高硅钢片叠装。
      2、采有Mn-Zn-2000高饱和铁氧体块叠装而成。
      3、采用0.01-0.02mm非晶体导磁材料叠装而成。
      线圈采有交叠式匝比变化多。原副边可根据需要任意组成多种匝比。以适应不同用户不同负载匹配。
五、三种导磁材料组成的变压器测试数据如图
      从图中可以看出①硅钢片组成的变压器适应在较低频率下工作。②铁氧体组成的变压器适应在2500Hz－8000Hz工作。③非晶体组成的变压器适应在800Hz－10KHz工作。非晶体材料组成的变压器的性能优越于硅钢片、铁氧体。
六、工作条件
      本品为单相、水冷、室内装置，其安装地的海拔不超过1000米，周围环境温度+2℃～40℃，相对温度不超过85％，适应的冷却水不能有机械混合物。其清洁度和饮水相同，冷水硬度不超过10个硬度。进水温度不超过30℃，出水温度不超过50℃，水压为0.1Mpa－0.2Mpa，总耗水量约为20T/n，建议使用循环水。
七、使用与维护
      1、变压器到达安装点以后，应小心地检查个部分有无损坏。
      2、变压器应垂直安装，用四个螺栓M12固定。
      3、用螺栓将供电母线接于变压器依次侧线圈的接线柱上。
      4、加热用的感应圈接到变压器二次侧线圈的汇流排上。
      5、安装变压器时，应考虑各冷回路具有很好的排水设施。
      6、必须特别注意当变压器没有冷却水时，变压器是绝对不允许通电的，即使短时接通也是不允许的，并且在变压器全部工作时间注意冷却水的出口温度和水流量大小。冷却水必须符合下列条件：
       a>  冷却水必须是清洁的，不能有机械的混合物，其清洁程度和饮水相同，水的硬度不应超过10个硬度。
       b>  冷却水的工作压力不应小于1.5Kg/cm2。
        c> 进口水温度不能超过30℃，出水口温度不应超过50℃。
       d>  变压器的水路不允许串联。
      7、注意感应器与变压器接触板联接处的冷却情况，如该接触处过热将会引起接触点电阻急剧升高，因此，必须保证接触板接触良好，并有足够的水冷却。
      8、使用期间应定期检查变压器。
      9、当调换变压器匝比时，应将变压器从电路中断开，按照接线圈调换匝比。
     10、变压器长期停用后，再使用时应用1000V高阻计测量其绝缘电阻，其值不得小于1m？，否则需干燥处理，烘烤温度为100℃～105℃，保温3～4h，其工艺和普通变压器相同。
     11、当使用频率为4000Hz时，建议使用初级匝数为不低于20匝，当频率为1000Hz以下时，建议使用初级匝数为32匝非晶导体材料以减少激磁电流。
     12、变压器要运行在10：1的匝比时，通电持续律值如下：
          f=2500Hz     通电持续率＝35％
          f=8000Hz     通电持续率＝35％
八、变压器的电器联接
]]> 专业生产中频熔炼 淬火成套设备 个人博客 2008/05/17 11:23:10 <![CDATA[ IGBT高频感应加热逆变电源原理（六）　 ]]> 第6章 总结
　　高频逆变电源的可靠工作是感应加热的一个重要发展方向，本文分别从主电路，控制电路，驱动电路的设计出发，对提高高频逆变电源的工作状态下的可靠性进行了深入的研究，通过理论设计计算，计算机仿真和试验等方法，得出了高频逆变电源的研究结果。
　　本论文以高频感应加热为研究对象，在前人的研究基础上，在功率和频率上均有所突破。
　　在对一般的感应加热电源电路结构分析的基础上，选择了适合功率和频率进一步提高的主电路拓扑。采用不可控整流，逆变调功的方式，使逆变器工作于略高于谐振频率的方式。保护吸收电路采用了简化的电流控制阻抗和阻容吸收的方式，来保护IGBT的安全。在对无源器件的高频模型分析基础上，指出了高频应用下无源器件的选择原则，分析了逆变器布局的要求，给出了逆变器布局的结果。
　　详细分析了整机的控制要求，给出了主要控制部分的控制框图，研制了各部分的控制电路，并用试验验证了控制的可行性，给电源的商品化打下基础。研究得出如下结果：
1．根据串联型感应加热的特点，由于其具有结构简单、加热效率高、设备体积小等优点，得出串联型逆变器更适合高频感应加热电源的结论，因此成为本课题的选定方案，也是整机制做的理论基础。
2．SG3525脉宽调制器是电压型PWM集成控制器，外接元件少，性能好，具有外同步、软启动、“死区”调节、欠压锁定、误差放大以及关闭输出驱动信号等功能。3525作为主控器件，加上外围的运放及时序电路做成具有方波输出和频率跟踪的主控线路板。
3．不断优化布线，大大减少分布电感对开关器件正常工作的干扰。设计了IGBT的温度保护和过流保护电路，使IGBT工作于安全区域，使机器能在工业现场正常应用。
4．用200A、1200V的IGBT作为开关器件，二极管三相整流桥以及电容、电感组成的谐振器做成50KHz，40KW的高频感应加热电源装置。
到目前为止，已有多台电源应用在工业现场，性能稳定、工作效率高、节能效果明显，得到了用户的一致好评。
不足的是，由于时间关系，逆变器串联的部分仅限于部分理论的分析，没有继续深入，对逆变电源应用中所存在的问题有待进一步解决。
]]> 专业生产中频熔炼 淬火成套设备 个人博客 2008/05/17 11:09:42 <![CDATA[ IGBT高频感应加热逆变电源原理（五） ]]> 第五章高频感应加热电源的整机设计

§5.1 主电路原理框图

主电路原理图如图5-1所示：采用不可控三相二极管全桥整流，电解电容器滤波，IGBT单相全桥逆变，输出采用变压器隔离及阻抗变换后输出到感应器对工件进行加热处理。

 

§5.2 整流主电路的设计

本电源采用三相桥式不可控整流电路，电路结构简单，成本低，并可大大减小直流电压的纹波。Ud＝2.34U2=2.34*220=514.8V。
 

§5.3 逆变电路的设计

§5.3.1 逆变器控制的原理

串联谐振型逆变器也称电压谐振型逆变器，其结构如图5-1所示。串联谐振型逆变器的输出电压为近似方波。由于电路工作于谐振频率附近，此时振荡电路对于基波具有最小阻抗，所以负载电流 接近于正弦波；同时为避免逆变器上、下桥臂间的直通，换流必须遵循先关断后开通的原则，在关断与开通间必须留有足够的死区时间[22]。图5-2和图5-3分别示出感性负载和容性负载的输出波形。当串联谐振型逆变器在低端失谐状态时(容性负载)，它的工作波形见图5-3，由图可见，工作于容性负载状态时，输出电流的相位超前于电压相位，因此在负载电压仍为正电压时，电流先过零，上、下桥臂间的换流则从上(下)桥臂的二极管换至下(上)桥臂的IGBT，由于逆变管寄生的反并联二极管具有较慢的反向恢复特性，使得在换流时会产生较大的反向恢复电流，而使器件产生较大的开关损耗，而且在二极管反向恢复电流迅速下降至零时，会在与逆变管串联的寄生电感中产生很大的感应电势，而使逆变管受到很高电压尖峰的冲击。当串联谐振型逆变器在高端失谐状态时(感性负载)，它的工作波形见图5-2。
 
由图可见，工作于感性负载状态时，输出电流的相位滞后于电压相位，其换流过程是这样进行的，当上(下)桥臂的逆变管关断后，负载电流换至下(上)桥臂的反并联二极管中，在滞后一个死区时间后，下(上)桥臂的逆变管加上开通脉冲等待电流自然过零后从二极管换至同桥臂的逆变管。由于逆变管中的电流是从零开始上升的，因而基本实现了零电流开通，其开通损耗很小。另一方面逆变管关断时电流尚未过零，此时仍存在一定的关断损耗，但是由于逆变管的关断时间很短，预留的死区时间不长，并且因死区而必需的功率因数角并不大，所以适当地控制逆变器的工作频率，使之略高于负载电路的谐振频率，就可使上(下)桥臂的逆变管向下(上)桥臂的反并联二极管换流，其瞬间电流也是很小的，即逆变管关断和反并联二极管开通是在小电流下发生的，这样也限制了器件的关断损耗。从上述分析可知，串联谐振型逆变器在适当的工作方式下，开关损耗很小。因而可以工作在较高的工作频率下。这也是目前串联谐振型逆变器在半导体高频感应加热电源中受到更多重视的主要原因之一。
由上面分析可知在逆变器的控制中，要保持逆变器的输出电压稳定的超前于输出电流，以保持逆变器的可靠工作。对于超前量的控制的选择，逆变控制的方法分为两种，定时超前触发和定角超前触发。定时超前触发就是，在逆变器输出电流过零点前的固定时间发出触发信号。定角超前触发就是在逆变器输出电流过零前的固定电角度发出触发信号。本文选用的是定时控制方案。

§5.3.2 逆变控制电路的设计

控制电路是逆变电源的重要组成部分，控制电路产生脉冲经过放大驱动IGBT，采集反馈电流或者电压信号调节脉宽实现所需要的恒流或恒压外特性。本电路中采用了一系列检测、保护判别、控制等环节后，使电源工作安全可靠。如图5-4所示控制电路结构框图。
 

§5.3.3 脉宽调制芯片3525原理及应用
在桥式逆变电源的研制中，控制芯片采用的是脉宽调制芯片SG3525。SG3525是控制电路的核心，深入理解SG3525的基本原理是设计出可靠的控制电路的关键。图5-5和图5-6分别为SG3525的原理图和时序波形图[24]。
 

SG3525的锯齿波由RT和CT产生，锯齿波频率由公式（5-1）给出：
                       （5-1）
如图5-5和图5-6，锯齿波电压和死区时间控制端相比较，如果锯齿波大于死区时间控制端电压，死区时间比较器就送出高电压，否则就送出低电压。PWM反馈送入PWM比较器的同相输入端和锯齿波进行比较，如果反馈端大于锯齿波电压则送出高电平，否则送出低电平。另外误差放大比较器也通过一个二极管送入PWM比较器的同相输入端，如果电路发生过流，可以通过这个比较器迅速封锁脉宽保护开关管。死区时间比较器和PWM比较器经过与门送入触发器，发出矩形波去驱动Q1和Q2产生随PWM反馈电压变化的脉宽，如果PWM反馈电压取自电流反馈，那么电源就可以通过控制脉宽实现电源所需要的陡降外特性。
 

§5.4 驱动电路的设计

EXB系列混合集成电路是日本富士电机公司生产的IGBT专用驱动芯片，其中EXB841最为适于驱动大容量、高速IGBT(如300A/1200V、600A/600V IGBT)。本课题使用的是EXB841系列驱动器[25]，其原理图为如图5-7。
IGBT通常只能承受10us的短路电流，所以必须有快速保护电路。EXB841系列驱动器内设有过流保护电路，这个过流保护电路根据集电极电流和通态电阻之间的关系检测过流，如发生过流，驱动器的低速切断电路就慢速关断IGBT（≤2us的过流不响应，在10us内关断），从而保证IGBT不被损坏。如果以正常速度切断过电流，集电极产生的电压尖脉冲可能破坏IGBT。IGBT在开关过程中需要一个+15V电压以获得低开启电压，还需一个-5V栅极电压以防止关断状态时的误动作。这两种电压（+15V和-5V）均可由20V供电的驱动器内部电路产生。
 

§5.4.1 EXB841驱动电路工作原理

一、正常开通过程 
当控制电路使EXB841输入端脚14和15有10mA电流流过时，光电耦合器IS01导通，A点电位迅速下降至0V，使V1和V2截止。V2截止使D点电位上升至20V，V4导通，V5截止，EXB841通过V4及栅极电阻RG向IGBT提供电流使之迅速导通，UCE下降至3V。
与此同时，V1截止使+20V电源通过R3向电容C2充电，又使B点电位上升，由于IGBT约1us后已导通，UCE下降至3V，从而将EXB841的脚6电位钳制在8V左右。因此B点和C点电位不会充至13V，而是充到8V左右。稳压管VZ1的稳压值为13V，IGBT正常开通时不会被击穿，V3不通，E点电位仍为20V左右，二极管V6截止，不影响V4和V5的正常工作。
二、正常关断过程  
控制电路使EXB841输入端脚14和脚15无电流流过，光电耦合器0S01不通，A点电位上升使V1和V2导通；V2导通使V4截止，V5导通，IGBT栅极电荷通过V5迅速放电，使EXB841的脚3电位迅速下降至0V（相对于EXB841的脚1低5V），使IGBT可靠关断，UCE迅速上升，使EXB841的6脚“悬空”。与此同时V1导通，C2通过V1更快放电，将B点电位嵌位在0V，使VZ1仍不通，后续电路不会动作，IGBT正常关断。
三、保护动作  
设IGBT已正常导通，则V1和V2截止，V4导通，V5截止，B点和C点电位稳定在8V左右，VZ1不被击穿，V3不导通，E点电位保持为20V，二极管V6截止。若此时发生短路，IGBT承受大电流而退出饱和，VCE上升很多，二极管V7截止，则EXB841的脚6“悬空”，B点和C点电位开始由8V上升，当上升至13V时，VZ1被击穿，V3导通，C4通过R7和V3放电，E点电位逐步下降，这时二极管V6导通，D点电位也逐步下降，从而使EXB841的脚3电位也逐步下降，慢慢关断IGBT，此时慢关断过程结束，IGBT栅极上所受偏压为0V（设V3管压降为0.3V，V6和V5的压降为0.7V）。这种状态一直持续到控制信号使光电耦合器IS01截止，此时V1和V2导通，V2导通使D点下降到0V，从而V4完全截止，V5完全导通，IGBT栅极所受偏压由慢关断时的0V迅速下降到-5V，IGBT完全关断。V1导通使C2迅速放电，V3截止，20V电源通过R8对C4充电，至此EXB841完全恢复到正常状态，可以进行正常的驱动。

§5.4.2 调试EXB系列驱动器中的问题

一、输入和输出电路应分开，即输入电路接线远离输出电路，以保证有适当的绝缘强度和高的噪音阻抗。
二、使用过高的驱动供电电压会损坏IGBT，而不足的驱动电压又会增加IGBT的通态压降。同时，栅极电阻不足会增加IGBT和稳流二极管的开关噪声。
三、IGBT的栅极射极回路的接线一定要小于1m，且应使用双绞线。
四、适当增大IGBT的栅极串联电阻RG，可抑制IGBT的集电极产生大的电压尖脉冲。

§5.4.3 EXB841的过热过流分析

一、EXB841的6脚“悬空”引起过热的分析
如图5-7，若EXB841的6脚所在支路出现“虚焊”或6脚所接快速二极管出现断路形式的损坏等情况，都会造成6脚处于悬空的状态。当来自PWM控制电路的信号不能使光耦导通时，A点电位上升为高电平，三极管V1、V2饱和导通，使D、Q点变为低电位，V5导通，V3截止，来自与稳压管VZ2并联的电容C5的电流经RG、V5迅速对IGBT栅—射极的等效电容CGE充电，使栅—射极的电压VGE迅速变为-5V，关断IGBT。EXB841的6脚悬空与否，对上述关断过程中EXB841的关断动作无影响，但当来自PWM控制电路的信号使光耦导通时，A点变为低电平，V1、V2截止，D点变为高电平，EXB841输出开通驱动脉冲，而Q点的电位取决于6脚的状态。若V7工作正常时，则有一电流自B点经R4、R5、V7、IGBT的集电极、发射极、稳压管VZ2至驱动电路的地，设IGBT的导通压降为3V，VZ2的稳压值为5V，此时Q点则被钳位于8V，稳压管VZ1(稳压值为13V)不会导通，V3截止，C4不会通过V3放电。若6脚因种种原因出现悬空时，则Q点电位会因C4充电电压的上升超过13V，C4会通过饱和导通的V3放电。值得注意的是，C4通过V3放电的限流电阻R7阻值较小(220Ω)，仅为V1、V2集电极限流电阻(2.2kΩ)的十分之一，这样流过V3的电流很大(峰值电流约为100mA)，长时间这样工作，V3的发热将变得严重。更为严重的是一旦V3因发热而烧坏，EXB841则彻底失去对IGBT过流保护的慢关断功能(C4无放电回路，E点电位不能降低)，即使6脚外围电路恢复正常，也无法恢复EXB841对IGBT过流保护的慢关断功能。
二、RG对过热的影响
图5-8为输出正向和反向的等效电路，V4和V5分别是正向输出三极管和输出反向三极管，VZ2稳定E极电压，IGBT的栅极和发射极间为容性负载。从图5-8中可以看出，RG对栅极电流有较大影响，RG减少动态充电电流瞬时值增大[26]。
 
(

对于大容量的IGBT，为提高效率、减小IGBT的开关损耗，要求开关过程的时间相应要短一些，为此要求RG要小一些，以减小充电回路的时间常数，但是这样造成EXB841输出的动态充电电流瞬时值增大，会引起V4、V5及稳压管VZ2的发热，故应综合考虑，根据推荐数据和实验结果，一般取十几欧到几十欧为宜。
三、IGBT的栅极和射极电击穿或短路引起的过流分析
由于IGBT的栅射极与普通的MOS型器件相同[27]，属于电场控制的绝缘式输入级，这样有可能与普通MOS管相似，在过高的栅极电压(或干扰脉冲电压)的作用下，出现栅—射极被击穿的故障。另外，在调试中若不慎由于示波器探头等物品会造成EXB841的3脚和1脚短路。出现上述情况时，EXB841的输出电流剧增，将会烧坏输出级的V4、V5、VZ2。而在输出级流过同样电流的V4，VZ2中(正向充电)，由于它们的导通压降相差很大(V4导通压降为0.3V，而VZ2的导通压降为5V)，功耗也相差较大，这样VZ2将先于V4而烧坏。VZ2烧坏后，C5上电压将充至Vcc，V4将不能导通，自然无法驱动IGBT导通。在实验中曾发生过V4与VZ2同时烧坏的情况。                                                   
四、对EXB841自身过流的保护
EXB841的供电电压过大、栅极限流电阻RG过小、工作频率过高、IGBT容量过大都会引起EXB841的过热。合理选择电路参数与工作参数及所驱动的IGBT的容量对于防止EXB841过热损坏是重要的手段之一。对于如输出端短路、RG过小、供电电压过大这类易引起严重过流的情况，可在VCC与EXB841的2脚间加一保险管，以防止因输出严重过流而烧坏EXB841，这同时也为检修提供了方便。根据厂家提供的正反向偏置输出电流的最大额定值可选1～4A的保险，随占空比与频率的增加，应适当减小保险管容量[28]。
五、驱动电压波形的调整
IGBT栅极和射极的驱动电压大小对于其通态压降、容许短路时间、开关过程的时间长短及开关损耗、集电极尖峰电压等都有显著的影响，常常需根据不同的应用场合对IGBT的驱动电压做出积极的调整。另外负偏压不足是EXB841的缺点，对于桥式电路，特别是在电流较大时，存在两组管子较强干扰和直通可能，有必要适当提高负偏压，如采用8V左右的负偏压。基于对EXB841驱动电路原理的剖析，实验中采用了一种简单的方法：断开EXB841的1脚与IGBT射极E间的连线，用外接的稳压管代替EXB841内部的稳压管VZ2，稳压管两端并有电容，如果没有这个电容稳定电压，反向驱动电压会不稳定，波形不正常。稳压管所在支路的限流电阻应根据稳压管的稳压值作适当调整，实验中选用了1N4737A502A稳压管，稳压值为7V，限流电阻51kΩ，稳压管两端并联电容为0.33µF。这样IGBT所获得的反向关断电压则为-7V，正向驱动电压为13V(20V-7V)，正反向偏置电压同时到了调整，且波形呈规则的矩形波。实验中还发现了若稳压管两端未并接电容，则正向驱动电压上升沿仍然很陡，而反向关断电压切换时，先有一很陡的快速下降过程，接近0V时经过相当缓慢的过渡过程才达到稳态反向关断电压，这是由于反向充电时间常数过大引起的，而且由于IGBT正向驱动时存在较大的等效电容，如果这个电容和栅极电阻RG时间常数过大，会导致波形不是理想的矩形波，而是一缓慢上升的波形如图5-9，所以要选择合适的RG使得既获得理想波形又不会使开关损耗过大。依上述指出的注意事项接线，则能得到理想的驱动电压波形。
 

 

§5.4.4 改进的驱动电路

驱动电路负偏压、保护动作电流以及软关断特性决定着EXB841工作的可靠性，并且相互有所影响，必须综合考虑。偏高的保护动作阀值也难以起到有效的保护作用，有必要予以降低，但由于器件压降的分散性和温度影响，又不宜设置过低。为了适当降低动作给定电流，已经提出过采用高压降检测二极管或采用串接反向稳压管及二极管的方法，但其调整受到较大限制，而且稳压管参数不稳定。
本课题采用了用三极管代替稳压管的方法，调节EXB841的过流阀值，有利于更好的利用驱动电路过流保护的功能。改进后的电路，如图5-10所示，通过调节W2可以调节Q1基极电压，实现了保护电压的连续调节和较准确的控制，而且调试方便，具有较高应用价值。
 

 
驱动IGBT单管时，4、5端外加电阻可缩短其软关断时间。当使用EXB841驱动IGBT模块时，可在4、9端外加电容加以调整，并可避免过高的di/dt产生电压尖峰。图5-11为改进前后的波形对比，还可以看到，改进后还可较快地施加负偏压，进一步提高可靠性。

§5.4.5 IGBT的过流及过热保护电路

IGBT容易发生短路过流现象。富士电机公司生产的EXB841系列驱动电路在检测到过流时会切断驱动信号关闭IGBT，直到过流信号消失再重新恢复驱动信号，考虑到IGBT的安全工作区以及短路次数有限，为提高IGBT的寿命，本课题设计了过流保护电路。另外，还设计了过热保护电路[29]。
如图5-12，驱动电路产生过流信号以后，经过光电耦合器隔离，阻容网络吸收干扰，触发器被触发，产生高电平经过D2接PWM控制芯片3525的保护端关断驱动脉冲并保持，及时防止过流。
 

 
在本电源的设计中，IGBT装有散热片，温度传感器安装在散热器背面，如果温度传感器检测到过热，产生的电压信号进入触发器4013，后者产生高电平通过D1关断电源实现过热保护。调试过程中过热和过流信号端容易受到外界干扰（主要来自电源自身的高频干扰），因此必须设计好阻容吸收网络的参数，阻容网络的时间常数应该和干扰的周期一致。过流信号产生后由触发器产生过流过热信号驱动光电二极管发光，显示电路如图5-13。
 
 

 

§5.5 保护电路的设计

在功率变换电路中，主要元件有三类：固态功率器件、电容器和磁性元件(电感和变压器等)，其中固态器件是核心，整机的性能主要取决于所选的器件。但是功率器件与电容器和磁性元件不同，固态器件的过载能力较弱，当它遭受过电流或过电压时，会在较短的时间内损坏。当然，这并非是说固态器件没有过载能力，只是过载的倍数较小，过载允许的时间较短。
在感应加热电源的实际应用现场，一般都存在着很强的电磁干扰，负载工作的情况也复杂多变，非常容易发生器件过载情况，因此在电力电子设备中，固态器件的保护问题是关系到设备工作可靠性的一个极端重要的问题，设置快速、准确、可靠的保护电路是非常必要的。
尽管目前的固态感应加热电源都设有过流和过压保护措施，但实际应用中有很多都存在着缺陷，有的保护电路对于象逆变侧短路等严重故障根本起不到实际的保护作用。从前面几章的分析我们知道，目前的高频器件比较适合构成电压型串联逆变电路，就是中频电源由于串联型电路具有主电路结构简洁，低成本的特点也适合选用电压型串联逆变电路。但除非非常必要用电压型串联逆变电路，一般的场合还是电流型并联逆变电路为主流。其主要原因就是串联型逆变的直通和输出短路保护的难度较大。

§5.5.1 采用电流控制阻抗进行过流保护

文献[30]中提出了在逆变器的输入端串入电流控制阻抗的方法（如图5-14），能有效的达到直通保护的目的。这种电流控制阻抗有如下的特性：
 

 
1．当电流小于转折电流时，等效阻抗非常低，以保证逆变器的输入端的理想电压源的特性。
2．当电流超过转折电流时，等效阻抗变得非常大。而且这种阻抗特性的变化非常快。
3．转折电流是可控的。
4．这种电流控制阻抗是可以重复使用。
这种电流控制阻抗在理论上可以由一个恒流源和二极管反并联实现。正常工作(电流小于转折电流)时电流控制阻抗的阻抗很低。负载两端保持电压源的供电特性，而当电流异常时(过载或短路导致电流大于转折电流)时电流控制阻抗迅速上升为一个足够大的阻抗限制故障电流的上升率，确保在电流达到损坏半导体元件之前，电路进行保护。

§5.5.2 阻容吸收保护IGBT的关断过电压

如图5-15所示为阻容吸收电路原理图，能够有效吸收IGBT管子的C、E两端关断时所产生的过电压。
 

 

§5.6 试验调试过程及结果

§5.6.1 控制信号的测试

如图5-16所示为控制信号测试波形图，具有死区的互差180度的方波控制信号，分别控制处于对角线上的IGBT单元。

§5.6.2 电流检测信号的测试

考虑到检测信号的重要性，首先这种干扰必须消除或者限制在一个范围内，其次还要考虑到可行性、可靠性、简单易实现等等。可以采用三种消除这种干扰信号的方法：
一、采用在脉宽信号消失后立即给电流检测信号一个负电压来消除尖峰电流的电压信号。
 

 
二、利用SG3525的同步输出脉冲，经过反相延迟加在两个开关管都关断的时刻上。
三、传统的RC滤波。
第一种方法在两路脉冲都截止的时候对电流检测信号加一负电压，这种方法虽然效果较好，但是电路相对来说较复杂。第二种方法不容易控制延迟的时间，容易发生误导通。图5-18中的B为采用RC滤波后的电流检测信号，干扰信号的峰值大约为1.2V。
如图5-18，B和变压器原边电压信号A比较可得，开关管关断的时刻叠加后的信号波形有一个尖峰，这个尖峰和开关管的关断时刻的尖峰同时发生，这个尖峰是RC未能完全滤掉的尖峰，由于它总是在脉冲关断以后才发生的，所以只要幅度不大，不会对脉冲的关断有明显的影响。

§5.6.3 逆变输出波形的测试

如图5-19所示，逆变器输出电压电流波形图，波形平滑，无干扰及畸变现象，符合工业生产的需要。图5-20是逆变管电压电流波形。
 

 

§5.7 小结

功率器件是高频逆变电源的重要组成部分，也是高频逆变可靠性的重要保证。本章通过分析IGBT的原理以及特性，设计出适合实际高频逆变电源使用的驱动电路和辅助的保护电路并进行了调试，在调试过程中分析了EXB841驱动电路和IGBT的过热过流原因及影响因素，总结了在大功率IGBT模块驱动栅极电阻RG的参数选择和驱动电压的调整，最后得到改进了过流保护阀值的驱动电路。设计出了整机的结构，其中包括整流环节、逆变环节、驱动技术、保护措施等。在现场进行了大量的试验，选定电源的控制与保护等环节的实现方案，并对试验波形进行了测试和分析。

]]> 专业生产中频熔炼 淬火成套设备 个人博客 2008/05/17 11:03:53 <![CDATA[ IGBT高频感应加热逆变电源原理（四） ]]> 第4章  主要元器件的选择

§4.1 无源器件

许多电气教科书中都假设电阻、电容和电感是线性的，其阻抗为：
对于电阻Z＝V/I=R
对于电容Z＝V/I=1/j2πfC
对于电感Z＝V/I=j2πfL
式中：f的单位是赫兹，Z、V、I是矢量。然而在实际中，所有的器件都有寄生电阻、寄生电容、寄生电感。这些寄生参数在低频时通常无关紧要，但是在高频时起着主要作用[14]。

§4.1.1 电阻器的高频模型

图4-1是实际电阻的集总阻抗模型。R是期望的电阻值，Ls是寄生串联电感，单位是亨利，Cp是寄生并联电容，单位是法拉第，由于电阻引线和内部结构产生的。在频率f处，电阻的阻抗是：
               

§4.1.2 电容器的高频模型

图4-2是实际电容的集总阻抗模型。C是希望的容值，单位是法拉第，Ls是寄生电感，单位是亨利。 是串联电阻，单位是欧姆。Rp是漏电阻，单位是欧姆。所有这些参数都是电容引线和内部结构产生的。在频率f处，电容的阻抗为：
             

§4.1.3 电感器的高频模型

图4-3是实际电感的集总阻抗摸型。L是希望的电感值，单位是亨利，Rp是漏电阻与磁心损耗之和、单位是欧姆。Rs是绕线电阻，单位是欧姆。Cp是电感引线和弥补结构产生的寄生电容，单位是法拉第。(注意：没有屏蔽的开放磁心电感是磁场的理想天线)在频率f处，实际中电感的阻抗，Rp很大，Rs很小，可以用以下公式来计算电感的阻抗：设
 

§4.2 有源器件

§4.2.1 快恢复二极管(FRED)

在过去的十几年中，电源电路发生了很大的变化，各种电路都能提高开关频率，以降低磁芯的体积和重量。这些变化深受各种新型的功率开关元件，如MOSFET和IGBT的影响。然而，各种拓扑中都需要快速二极管流过无功电流，或者用于整流（如果需要的输出是直流电压的话）。这时，二极管的开关特性必须与晶体管的开关特性相匹配，在开关电源、变频器和高频感应加热的逆变器中，都用到了这种快恢复二极管。二极管的导通特性和动态特性对功率损耗、效率和整机运行的安全程度都有很大的影响。我们以现在市场上流行的外延生长型快恢复二极管(FRED)为例简要讨论快恢复二极管的开关过程。
图4-4为典型的FRED二极管开关电流电压曲线。在正向导通时的n-外延层的电阻率由于过量少子(这种情况下是空穴)的注入大大的减小了，这时如果二极管中的电流换到另一个开关，二极管不能立刻恢复它的反向阻断能力，直到过量存储的电荷全部去除掉，这个过程只能通过电子与空穴的复合或者说是反向流过二极管的电流。虽然理想的二极管的这种反向恢复电流为零，但是实际上这种PN结复合的电荷通过形成一个复合中心向n-外延层注入电子形成的，这种复合的电荷被复合中心加速。这种复合的最终结果是存储的电荷被反向电流所复合并抽取，形成了一个负向的电流脉冲，这个脉冲被称为二极管的反向恢复电流。当反向恢复电流达到最大值〔Irm)时，PN结产生自由载流子的区域才开始承受反向电压。各种不同的工艺决定了反向恢复电流的 ，而 参数是相当重要的，因为它决定了将产生的电压峰值和换流时的dV/dt。
在耐压要求低于60V时，通常选用肖特基二极管，目前一些新型的肖特基二极管反向阻断电压可达300V；当耐压要求高于600V时，就只能选用FRED型二极管了。
 
 

 

§4.2.2 IGBT的结构与特性

一．IGBT的结构

绝缘栅双极晶体管(IGBT)是由一个场效应管和一个GTR以达林顿方式组合，所以IGBT既具有场效应管输入阻抗大驱动功率小的优点，又具有GTR通态电流大的特点，其简化等效电路如图4-5所示[15]。
IGBT是以GTR为主导件，MOSFET为驱动件的达林顿结构，IGBT的开通和关断是由门极电压来控制的。当门极电压加正电压时，MOSFET内形成沟道，并为PNP晶体管提供基极电流，从而IGBT导通。在门极上加负电压时，MOSFET内的沟道消失，PNP晶体管的基极电流被切断，IGBT关断。

二．IGBT的工作特性及安全工作区

在高频逆变电源中，需要对IGBT的特性有全面的了解才能设计出可靠的驱动和保护电路，这是设计高频逆变电源很重要的一环。在调试高频逆变电源驱动电路过程中，由于缺乏对IGBT的特性了解，出现过驱动波形不正常，IGBT被烧毁的现象。IGBT的损坏机理一般分为以下几种情况：
 

 
1、超过热极限。器件短路时的功耗将导致器件芯片温度迅速上升，若温度超过250℃，由于芯片材料硅的本征化将会导致IGBT迅速热击穿而损坏。
2、发生擎住效应[16]。IGBT结构上存在寄生晶闸管，在极大的短路电流下关断IGBT时极易发生动态擎住导致器件损坏。
3、器件过压击穿。大电流下关断IGBT时，极大的di/dt在回路电路中产生的关断电压尖峰有可能使IGBT因雪崩击穿而损坏。
IGBT短路时的安全工作特性由短路安全工作区(SCSOA) [17]来表述。图4-6[18]为富士电机公司IGBT的短路安全工作区，IGBT是不能持续工作于短路安全工作区的。富士电机公司明确将短路安全工作区称为非重复区，而将反偏安全工作区(RBSOA)称为重复区，IGBT工作于短路安全工作区的时间是有限制的。因此，不能认为凡是小于10μs的短路过流电流脉冲对IGBT均是完全安全的，在短路期间强大的电流脉冲将会缩短IGBT的使用寿命并有可能最终导致不可恢复性损坏，该脉冲宽度越窄越好，在IGBT短路时保护电路应尽快动作.
 

 
三．IGBT的驱动要求
IGBT的特性和驱动条件密切相关。正偏置电压UGE增加，通态电压下降，开通能耗EON也下降。如果UGE固定不变，导通电压将随漏极电流增大而增高，开通损耗将随结温升高而升高[20]。负偏置电压-UGE直接影响IGBT的可靠运行，负偏电压升高时漏极浪涌电流明显下降，对关断能耗无显著影响。门极电阻RG增加，将使IGBT的开通和关断时间增加，因而使开通与关断能耗均增加，而门极电阻减小，可能引发IGBT误导通，同时RG上的损耗也有所增加。所以IGBT的关断特性将随基极驱动条件而改变。
经过实际调试并结合IGBT的原理及特性，得出驱动要求如下：
1、IGBT与MOSFET都是电压驱动，有一个2.5~5.0V的阀值电压，容性输入阻抗。IGBT对静电聚集敏感，驱动电路必须可靠，要保证有一条低阻抗放电电路，驱动电路与IGBT的连线要短。
2、用内阻小的驱动源对栅极电容放电，以保证栅极控制电压有足够陡的前后沿，使IGBT的开关损耗尽量小。另外，IGBT开通以后，栅极驱动源应能提供足够的功率，使IGBT不致于退出饱和而损坏。
3、驱动电平+UGE必须综合考虑。+UGE增大时，IGBT通态压降和开通损耗均下降，但负载短路时的Ic增大，IGBT能承受短路电流的时间减少，对其安全不利，因此在有短路过程的设备中UGE应选的小些，一般选12~15V。
4、在关断的过程中，为尽快抽取PNP管中的存储电荷防止误导通，须增加一负偏压-UGE。但它受IGBT的GE间最大反向耐压限制，一般取-5V左右。
5、在大电感负载下，IGBT的关断时间不能太短，以限制di/dt所形成的尖峰电压，确保IGBT的安全。
6、IGBT用于高压场合，所以驱动电路和控制电路在电位上应严格隔离。实验调试的时候就发生过使用无隔离示波器测量两路驱动信号时发生主控制电路共地直通，烧毁IGBT和控制电路的现象[21]。
 

§4.3 小结

整机制做首先要选择合适的器件，本章通过分析各种器件的原理以及模型，对主要器件的参数、结构特性、驱动要求等进行了详细的说明。
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§3.1 串联型逆变器与并联型逆变器的比较分析

§3.1.1 两种逆变器的对偶性

由自关断器件构成的电压型串联谐振逆变器和电流型并联谐振逆变器的电路拓扑分别如图3-1所示。
 

 
 
从电路原理的角度来看，两种电路是完全对偶的。这种对偶性主要表现在以下几个方面：
A．电压、电流波形的对偶：
电压型串联逆变器：入端电压为直流；当工作在负载谐振频率时，入端电流为全波整流波形；输出电压为方波；输出电流为正弦波。
电流型并联逆变器：入端电流为直流；当工作在负载谐振频率时，入端电压为全波整流波形；输出电流为方波；输出电压为正弦波。
B．电路特性的对偶：
电压型串联逆变器：负载阻抗频率特性为串联谐振特性，因此不宜空载；短路及直通保护困难；逆变器及负载开路保护容易。
电流型并联逆变器：负载阻抗频率特性为并联谐振特性，因此可以空载；短路及直通保护容易；逆变器及负载开路保护困难。
C．电路拓扑的对偶：
电压型串联逆变器：入端并联电容Cd(等效电压源)；负载为R、L、C串联谐振电路；逆变开关为单向耐压，双向载流。
电流型并联逆变器：入端串联电感Ld(等效电流源)；负载为R、L、C并联谐振电路；逆变开关为双向耐压，单向载流。
从上面比较可以看出，理解和掌握(A)、(C)中的对偶关系有助于分析和比较两种逆变电路的工作原理，而了解(B)中的对偶关系则有助于正确可靠地设计保护电路。

§3.1.2 两种逆变器高频化的难点

各种电路结构，都有其个性特征，都具有较其它电路明显的优点，与其它电路相比，也必然有其缺点。否则，要么它本身就不具备存在的必要性，要么其它电路就会被它取代。对感应加热电路而言，因为并联型逆变器和串联型逆变器的对偶性，所以各自都有一定的局限性，或者说是实现起来的技术难点。在高频逆变器的电路选择中，我们要尽量的避免一种电路实现的难点，充分利用它的优点。在高频应用中，还要充分了解高频开关器件的特性。对于MOSFET而言，反向呈二极管特性；对于反向耐压较低的IGBT，其模块内部通常反并联相应的二极管，所以不具备承受反压的能力。
高频感应加热的设计有三个要点：器件是前提，工艺上的可实现性是关键，满足工件的加热要求是最终目的。高频化的首要前提是器件(其中包括快速二极管)具有高速的开关特性。我们知道大容量的快速二极管的反向恢复特性较差、恢复时间较长。在固态高频感应加热电源中，通常是逆变器工作于感性状态以避免二极管的反向恢复问题。但是二极管的开通也有延时，这是因为载流子的注入需要一定的时间。因此感性工作状态避免了二极管的反向恢复短路电流。但开通延时却会导致电压过冲和振荡。在电流型逆变器中，由于二极管和自关断器件是相串联的，因此在任何状态下，其电流容量必须与自关断器件相当，而在电压型逆变器中，二极管只在输出功率因数角对应时间内通有电流。从理论上讲，当逆变器工作在负载谐振时，通过二极管的电流为零。因此在同等容量的电源中，电流型逆变器对二极管的容量要求较大。而容量越大的器件，其开关特性往往越差，从这一点来说，将电压型逆变器高频化有利于选择高频二极管。
从结构工艺来看，高频电源对分布参数较为敏感，杂散电感和分布电容容易引起电压过冲和开关过程的高频振荡，电流型逆变器的开关器件要求具有双向耐压的能力，因此增加了结构设计和安装的工作量以及分布参数。另外由于电压型逆变器可以利用逆变调功，不必象电流型逆变器那样必须采用可控整流或直流斩波。可见采用电压型逆变器的感应加热电源在整体结构上更加简洁，有利于高频电源的结构设计。
高频化的主要目的是满足生产工艺的要求，例如工件的表面淬火。将电压型逆变器高频化，不仅满足生产应用的需要，同时提高了输出调节速度，减小了直流滤波环节的无功元件(滤波电感和储能电容)的容量，相应的减小了元件的体积和重量。但在电流型逆变器中，由于要借助于直流调功，因此调节速度受到直流调功方式的限制。当采用相控整流桥来调节功率时，直流滤波电感必须按照逆变直通时的拉逆变保护过程来设计，不受逆变工作频率的影响，因此滤波电感必须足够大。
高频化相应的带来一些问题，主要有两点：一是频率的提高导致开关损耗的大大增加；二是高频开关过程的开关应力大，di/dt和dv/dt高，对器件不利，同时高的di/dt和dv/dt 将引起器件周围寄生电感和电容之间的高频振荡，导致了较大的电磁噪声。
基于以上原因，我们采用了串联型逆变器来制做高频感应加热电源。
 

§3.2 串联谐振逆变器常用的调功方法

串联谐振逆变器的调功方法可分为两类：逆变调功和直流调功。

§3.2.1 逆变调功的方法

逆变调功的方法目前主要有：
1)脉冲频率调制法(PFM)；
2)脉冲密度调制法(PDM)；
3)脉冲宽度调制法(PWM)。
逆变调功的方法与直流调功的方法相比优点是：
1)可以不用可控整流，使控制电路大大简化；
2)调节输出功率的速度比用可控整流要快。
一．脉冲频率调制法(PFM)
脉冲频率调制法的原理十分简单：它通过改变逆变器开关频率来改变输出阻抗来达到调节输出功率的目的。

串联谐振的负载等效电路如图3-2。

 
二．脉冲密度调制法(PDM)
PDM方法通过控制脉冲密度，向负载馈送能量的时间比来控制输出功率。
简单地说就是以负载的谐振周期作为一个调功单位。总共100个调功单位内，在N个单位逆变器向负载输出功率；剩下的100－N个单位内逆变器不工作，负载以自然频率逐渐衰减。这样的话输出的脉冲密度为N%，输出功率跟脉冲密度存在一定的关系。因而调节脉冲密度就可以改变输出功率。
PDM方法的缺点是：
1)逆变器输出功率的频率不完全等于负载自然频率，在功率闭环的场合中工作稳定性差。N个周期系统是以一定的开关频率输出功率，另外100－N个周期负载以自然频率衰减振荡的。每次在自然衰减振荡恢复成输出功率状态时要重新锁定频率，这时系统极可能会失控。因此在功率闭环或温度闭环的场合，工作的稳定性不好。
2)功率调节特性不理想，呈有级调功特性。
三．脉冲宽度调制法(PWM)
一般不采用移相调功的逆变器，同一桥臂的两个开关是互补的，斜对角的两个开关是同时开通与关断的。这类逆变器输出电压为±Ud的方波。如果在控制电路中设法使原来同相的两个桥臂开关的驱动信号错开一个相位角，使得负载输出电压的交替的正负电压交替过程中插入一段零电压区。这样就改变了输出电压的有效值，最终调节了输出功率。
目前一般逆变器的移相PWM方法的工作频率是固定的，不需要考虑负载在不同工作频率下的特性。而在感应加热电源中的移相PWM要求工作频率必须能跟踪负载的谐振频率。这种控制方法通常要求使某一桥臂的驱动脉冲与输出电流的相位保持一致。而另外一个桥臂的驱动脉冲与输出电流的相位可以调节[8]。
根据β超前还是滞后分为两种PWM方式：
1）在图3-3中，β滞后0°～180°可调。在0°～180°调节过程中，输出脉宽减小的同时，将引起输出电压相对于输出电流的相位由超前变为滞后，也就是频率不断降低。因此这种方式称为降频式PWM控制。
2）在图3-4中，β超前0°～180°可调。在0°～180°调节过程中，输出脉宽减小的同时，将引起输出电压相对于输出电流的相位更加超前，也就是频率不断提高。因此这种方式称为升频式PWM控制。
升频式PWM和降频式PWM有共同的特点。在调节输出电压的脉宽的同时也改变了负载的工作频率。因此也隐含了部分PFM调功的因素。
 

 

§3.2.2 直流调功的方法

直流调功通常采用直流斩波或相控整流来改变逆变器的输入直流电压的大小。
一．直流斩波调功
感应加热电源中的直流斩波调功方式[9]的调功原理如图3-5所示：
 

 
前端是由六只二极管组成的三相不可控整流器，输出的直流电压Ud，经过电容Cl滤波后送入有T1、Ll、D1、C2组成的斩波器，调节T1的占空比，逆变器得到的电压就在0～Ud之间任意的电压值。而逆变器始终工作在一个固定的引前角，从而能够完成对逆变器的调功。
二．相控整流调功
由六只晶闸管组成三相全桥可控整流电路。
由以上分析可知，串联逆变的调功方式多种多样，但所有的调功方式都有其自身的优缺点，比如逆变调功由于不用可控整流，控制电路大大简化，但此时逆变的角度随功率的改变而改变（PDM方式除外），在大角度换流时，逆变管的损耗很大，这使得在进一步提供功率和工作频率时很不利的。在PDM方式调功时，功率为有级调节。所以在进一步提高功率和逆变器的工作频率时，一般选择在整流侧调功。而在斩波调功方式中，调功管工作在硬开关状态，开关管损耗相当大。同样也成为进一步提高整机容量的瓶颈。
 

§3.3 常用的软开关技术

电力电子开关器件都不是理想的开关，存在着各种寄生参数。其等效的结构如图3-6所示。其中虚线框内是器件及其自身寄生参数的等效结构[10]。
 

根据ZCS和ZVS思想产生的技术主要有两大类：一类是谐振开关技术，另一类是软开关技术[12]。谐振开关技术主要包括：谐振变换器、谐振型开关和谐振直流链。
谐振变换器典型结构有两种：就是串联谐振变换器和并联谐振变换器。在工作时使负载处于谐振状态，在实现了无功补偿的同时创造了零电压或零电流开关的条件。即在负载电压或电流过零点实行开关转换。
谐振型开关典型结构有两种：一种是采用图3-7(a)型开关的变换器叫零电压准谐振变换器ZVS-QRC，另一种是采用图3-7(b)型开关的变换器叫零电流准谐振变换器ZCS-QRC。图中的Lr和Cr是谐振元件，在开关开通关断时谐振造成零电流零电压条件。
 
   

 
谐振直流链技术的两种示例如图3-8所示。图中的负载通常是桥式变换器。在图3-8(a)中，当Lr和Cr振荡至Cr端压为零时，使辅助开关S1导通。在此期间完成变换器的换流过程，则实现了主控开关的零电压开关状态。但主控开关的工作周期必须是Lr和Cr振荡周期的整数倍，因此输出电压的可调节性较差，且主开关的工作电压很高，会达到直流输入电压的2~2.5倍。为了提高输出电压的可调性，通常使主控开关的工作周期比Lr和Cr振荡周期大得多，同时对直流谐振波形进行调制输出，可以适当降低输出电压或电流的谐波含量因此谐振直流链通常用在UPS和电机驱动等输出频率不高的场合。
 
   

   
 
与常规的PWM方式相比，谐振开关技术的缺点是：工作于ZCS方式的器件通态电流峰值很大，而工作于ZVC方式的器件断态电压峰值很高。
 
 
软开关技术克服了谐振开关技术的缺点。软开关全桥逆变器如图3-9，是结构最简单的一种。但是图3-9中S1、S2关断后，S3、 S4必须在C3、C4电压下降为零后开通。为确保完成这样的电压换向过程，换相时的负载电流不能太小，否则会恶化管子的开通。
 

§3.4 谐振槽路

下面主要分析感应加热电源的谐振槽路[13]一些数学关系。

§3.4.1 串联谐振

 
                      
 
 
 
§3.4.2 并联谐振
 
 
 
 
 
显然，谐振时由电源输入的电流很小，而各支路的电流却很大，为电源输入电流的 倍。因此，常称此谐振为电流谐振。
如果电流的频率是可变的，则并联电路中各参量与频率的关系将如图3-14所示。应该指出，图中X为Z中的电抗，当R很小可以忽略时，则有：
]]> 专业生产中频熔炼 淬火成套设备 个人博客 2008/05/17 10:58:54 <![CDATA[ IGBT高频感应加热逆变电源原理（二）　 ]]> 第2章 感应加热的基本原理

 
§2.1 感应加热的发展简史和用途
早在19世纪初人们就发现了电磁感应现象，知道处于交变磁场中的导体内会产生感应电流而引起导体发热。但是，长期以来人们视这种发热为损耗，并为保护电气设备和提高效率而千方百计的减少这种发热。直到19世纪末才开始开发和利用这种热源进行有目的的加热、熔炼、淬火、焊接、热处理等，随之出现了各种形式的感应加热设备。

 
1890年瑞典人发明了第1台感应熔炼炉—开槽式有芯炉，1916年美国人制造出闭槽式有芯炉，用于有色金属的冶炼，1921年无芯炉在美国出现，采用火花式中频电源，后来出现了中频机组电源和现在的晶闸管变频电源。工频炉产生于20世纪30年代。高频电源、倍频电源等也由于不同的工艺要求而相继出现。感应加热装置最早使用于表面热处理，以后普及焊接领域和各种透热。现在感应加热技术已广泛应用于国民经济的各个领域，如表I。自工业上开始应用感应加热能源以来，已过去10 多年，在这期间感应加热的理论和感应加热装置都有很大的发展，感应加热的应用领域亦随之扩大，其应用范围越来越广。究其原因，主要是感应加热具有如下一些特点：
1．加热温度高，而且是非接触式加热；
2．加热效率高，可以节能；
3．加热速度快，被加热物的表面氧化少；
4．温度容易控制，可以局部加热且加热均匀，产品质量稳定；
5．容易实现自动控制，使用方便；
6．作业环境好，几乎没有热、噪声和灰尘；
7．作业占地少，生产效率高。
在应用领域方面，感应加热已广泛应用于金属熔炼、透热、热处理和焊接等过程，服务于冶金、国防、机械加工等部门及铸、锻和船舶、飞机、汽车制造等行业中。此外，感应加热也已进入到人们的家庭生活中，例如微波炉、电磁炉、热水器等。
 

§2.2 感应加热的原理

§2.2.1 电磁感应与感应加热

Mihel Farady于1831年建立的电磁感应定律说明，在一个电路围绕的区域内存在交变磁场时，电路两端就会产生感应电动势，当电路闭合时则产生电流。这个定律同时也就是今天感应加热的理论基础。
感应加热的原理图如图2-1所示：
如下图，当感应线圈上通以交变的电流i时，线圈内部会产生相同频率的交变磁通Φ，交变磁通Φ又会在金属工件中产生感应电势e。根据MAXWELL电磁方程式，感应电动势的大小为：
 

 

 
由此可见，感应加热是靠感应线圈把电能传递给要加热的金属，然后电能在金属内部转变为热能。感应线圈与被加热金属并不直接接触，能量是通过电磁感应传递的。另外需要指出的是，感应加热的原理与一般电气设备中产生涡流以及涡流引起发热的原理是相同的，不同的是在一般电气设备中涡流是有害的，而感应加热却是利用涡流进行加热的。
这样，感应电势在工件中产生感应电流(涡流)i，使工件加热。其焦耳热为：
 

                      (2-5)

式中，Q：电流通过电阻产生的热量(J)；
I：电流有效值(A)；
R：工件的等效电阻(W)；
t：工件通电的时间(S)。
由式(2-4)可以看出，感应电势和发热功率与频率高低和磁场强弱有关。感应线圈中流过的电流越大，其产生的磁通也就越大，因此提高感应线圈中的电流可以使工件中产生的涡流加大；同样提高工作频率也会使工件中的感应电流加大，从而增加发热效果，使工件升温更快。另外，涡流的大小与金属的截面大小、截面形状、导电率、导磁率以及透入深度有关[6]。
因此，逆变高频感应加热电源的研制具有很大的实用价值。

§2.2.2 电流透入深度与集肤效益

透入深度的规定是由电磁场的集肤效应而来的。电流密度在工件中的分布是从表面向里面衰减，其衰减大致呈指数规律变化。工程上通常是这样规定的，当导体电流密度由表面向里面衰减到数值等于表面电流密度的0.368倍时，该处到表面的距离δ称为电流透入深度。因此可以认为交流电流在导体中产生的热量大部分集中在电流透入深度δ内。
透入深度δ可用下式来表示：
                           

                         (2-6)
 
 
 
 
 
式中，ρ：导体材料的电阻率（Wgcm）；
：导体材料的相对磁导率；
f：电流频率(Hz)。
分析一下式(2-6)，当材料的电阻率ρ，相对磁导率 确定以后，透入深度δ仅与频率的平方根成反比，因此它可以通过改变频率来控制。频率越高，工作的透热厚度就越薄，这种特性在金属热处理中得到了广泛的应用，如淬火、热处理等。
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摘　要
 
本文以IGBT高频感应加热电源为研究对象，首先介绍了课题的背景，国内外高频感应加热电源的发展现状及选题意义，同时对电力电子器件的发展也做了简要的介绍，并简述了本课题所做工作的主要内容。
本文从感应加热的基本原理出发，对感应加热电源中的电流型逆变器和电压型逆变器作了比较分析，对感应加热电源常用的两种拓扑结构进行了分析，重点介绍了关于串联型感应加热的特点，由于其具有结构简单、加热效率高、设备体积小等优点，得出串联型逆变器拓扑更适合高频感应加热电源的结论，因此成为本课题的选定方案，也是整机制做的理论基础。并分析了感应加热电源的各种调功方式，对谐振槽路基本理论进行了详细的分析。
整机制做首先要选择合适的器件，在本文对主要器件的参数、结构特性、驱动要求等进行了详细的说明。
在选择合适器件的基础上，设计出了整机的结构，其中包括整流环节、逆变环节、驱动技术、保护措施等。在现场进行了大量的试验，选定电源的控制与保护等重要环节的实现方案，并对试验波形进行了测试和分析，通过现场的应用来验证了以上理论的正确性。
论文最后，对本课题所做的工作作了一个简单的总结。
 
关键词：高频，感应加热，串联逆变，全桥主电路
 
 
HIGH FREQUENCY INDUCTION HEATING POWER MANUFACTURE
 
ABSTRACT
 
This paper has researched high frequency solid induction heating power supply.In the first,it has introduced the development and history of high frequency induction heating power in the world and in our country, it has introduced the development and history of power electronic devices and the history knowledge of induction heating also.
In the next,it has introduced the basic knowledge of induction heating.It has analyzed the two main topologies that are often used in induction heating power supply,and analyzed power regulating methods of induction heating supply.The basic principals of the resonant tank are also analyzed in this paper.Because this,we drawn a conclusion that if power is regulated in the rectifier,then it will be easy to enhance power capacity and enable the the power supply to work on high frequency.The molds of passive elements are analyzed and after the analysis it has got the guide during the selection of passive elements.
The electrical design of whole power supply is given .The control diagram of rectifier,inverter,and inverter driver and protection circuit are all given here.The simulation waveforms are also given in this chapter.In the last ,it has a brief summation for the whole dissertation.
 
KEY WORDS：high frequency，Induction heating，Series resonant inverter，Full-bridge
                                                                                                                                                                    第1章 绪论 

§1.1 选题意义

由于电磁感应加热具有加热效率高、升温快、可控性好，且易于实现机械化、自动化等优点，感应加热变频电源装置已越来越广泛的应用于熔炼、透热、淬火、弯管、焊接、加热等工业领域，已取得了明显的经济效益和社会效益。
感应加热变频电源装置的发展方向是沿着大容量、高频率、高效率、智能化，并以提高可靠性、拓宽用途为目标。
80年代出现的绝缘栅双极晶体管（IGBT）因具有开关频率高、驱动功率小、通态压降小、电流密度大等优点而得到越来越广泛的应用[1]。在此之前，晶闸管中频电源和电子管式高频电源装置是应用于感应加热的主要产品，但它们都有体积庞大，价格昂贵，能耗大，效率偏低的共同缺点。
国外市场早在九十年代初就已出现IGBT感应加热变频电源。随着IGBT制造和应用技术的不断发展，现在国外市场上已出现功率达五六百千瓦和频率高达80KHz的感应加热变频电源，能耗降低，使用效率高。但因其价格昂贵，技术复杂，应用范围受到很大的限制。
目前我国国内的IGBT感应加热变频电源有中频（500Hz-10KHz）和高频（10K-50KHz）系列，而高频系列的感应加热变频电源仍以小功率为主导产品；80KW以上的大功率装置仍处于实验室研发阶段，市场主导产品仍然是电子管式高频电源装置。
目前国内市场的小功率IGBT感应加热变频电源在性能、价格以及可靠性和控制水平上都存在着许多方面的问题，与国外先进水平仍有相当距离的差别，有待我们去进一步研究与提高。因此，我们有必要去开发具有实用价值的IGBT感应加热高频电源装置。
为了满足广大用户的实际需要，同时为达到国内先进水平，我们准备采用简单的电路控制技术、低廉的成本，制造和开发出具有广泛的应用范围、能耗低、使用效率高的IGBT感应加热高频电源装置。当然，更大功率和更高频率IGBT感应加热高频电源装置的制造和开发仍有非常大的发展空间，有待我们进一步去研究和开发。
高频感应加热技术是二十世纪初发展起来的一项加热技术。由于它具有加热速度快、材料内部发热和热效率高、加热均匀且有选择性、产品质量好、几乎无环境污染、易于实现生产自动化等一系列优点而得到迅速推广。目前，这种加热技术在机床制造、汽车、拖拉机制造、轴承制造、量具刃具制造及一般机械零件制造中都得到了广泛应用，并且其应用范围日益扩大。
IGBT高频感应加热电源设备可比同类真空电子管式电源大幅度提高电能效率，明显降低冷却用水量，节水节能效果显著；装置体积小、无噪音、无污染，大大改善工作环境；同时可以替代国外进口电源设备，为国家节约外汇资金。
随着科学技术的发展，传统的工频加热由于耗能高、重量大、体积笨重、加热性能差等缺点已不能满足各行各业的需要，因而急待研究开发性能更好的替代产品。逆变电源体积小、重量轻、高效节能，具有优越的技术经济指标，因此成为感应加热行业最有前途的发展方向。现代电力电子技术的不断发展为研制高频逆变加热电源奠定了基础。
基于以上讨论，本课题选择研制全固态高频感应加热电源，目的旨在进一步提高金属的加热处理和加工工艺。
 

§1.2 高频感应加热电源的发展和趋势

§1.2.1 电力电子器件的发展

1957年，美国研制出世界上第一只普通的(400Hz以下)反向阻断型可控硅，后称晶闸管(SCR)。经过60年代的工艺完善和应用开发，到了70年代，晶闸管己形成从低压小电流到高压大电流的系列产品。在这期间，世界各国还研制出一系列的派生器件，如不对称晶闸管(ASCR )、逆导晶闸管(RCT)、双向晶闸管(R-TlAC)、门极辅助关断晶闸管(GATT)、光控晶闸管(LASCR)以及80年代迅速发展起来的可关断晶闸管(GTO)。由晶闸管及其派生器件所构成的各种电力电子装置在工业应用中主要解决了传统的电能变换装置中所存在的能耗大和体积笨重的问题，因此电能的利用率大大地提高了，同时也使工业噪声得到一定程度的控制。目前在internet上可以查到的高压大电流晶闸管有POWEREX推出的用于高压交流开关和静止无功发生器用的12000V/1500A的晶闸管（http：//www.pwrx.com/）。
1948年美国贝尔实验室发明了第一只晶体管以来，经过20多年的努力，到了70年代，用于电力变化的晶体管(GTR)已进入工业应用领域，由于GTR具有自关断能力且开关速度可达20KHz，在PWM技术中一度得到了广泛的应用，并促使装置性能进一步提高和传统直流电源装置的革新，出现了所谓的“20千周革命”，但因功率晶体管存在二次击穿、不易并联以及开关频率仍然偏低等问题，它的应用受到了限制。
70年代后期，电力半导体器件在高频化进程中一个标志性器件，功率场效应晶体管(power MOSFET)开始进入实用阶段。进入80年代，人们又在降低器件的导通电阻、消除寄生效应、扩大电压和电流容量以及驱动电路集成化等方面进行了大量的研究，取得了很大的进展。功率场效应管中应用最广的是电流垂直流动结构的器件(VDMOS)。它具有工作频率高(几十千赫至数百千赫，低压管可达兆赫)、开关损耗小、安全工作区宽（几乎不存在二次击穿问题）、漏极电流为负温度特性（易并联）、输入阻抗高等优点，是一种场控型自关断器件，是目前电力电子技术赖以发展的主要器件之一。100A/1000V的VDMOS己商品化，研制水平达250A/1000V，其电流的容量还有继续增大的趋势。尽管VDMOS器件的开关速度非常快，但其导通电阻与U2.5成正比，这就限制了它在高频中、大功率领域的应用。
80年代电力电子器件较为引人注目的成就之一就是开发出双极型复合器件。研制复合器件的主要目的是实现器件的高压、大电流参数同动态参数之间的最合理的折中，使其兼有MOS器件和双极型器件的突出优点，从而产生出较为理想的高频、高压和大电流器件。目前被认为最有发展前途的复合器件是绝缘栅双极型晶体管IGBT和MOS栅控晶闸管MCT(MOS controlled thyristor)。IGBT于1982年在美国率先研制出样品，1985年开始投产。目前最高电压己达4500V，最大电流可为1800A。MCT是80年代后期出现的另一种比较理想的器件，目前研制水平为300A/2000V，1000A/1000V，最高电压达3000V。
80年代期间发展起来的静电感应晶体管SIT（static induction transistor)和静电感应晶闸管SITH(static induction thyristor)是利用门极电场强度改变空间电荷区宽度来开闭电流通道的原理研制成的器件。

§1.2.2 高频逆变电源的特点

和传统电源不同，高频逆变电源在电网侧直接整流为直流，然后经逆变桥变换为高频输出。逆变电源具有优越的性能指标，主要优点包括：
一、重量轻、体积小，没有工频变压器，节约了铜铁等制造材料，提高了灵活机动性。
二、高效节能，具有较低的损耗和较高的功率因数。
三、性能优良，响应周期为微秒级，可以实现对无明火行为的控制，改善加热质量。
四、一机多用，可以在不改变主电路的条件下，采用电子控制电路，实现多功能化。

§1.2.3 高频逆变电源的发展和趋势

高频逆变电源的发展与电力电子技术和器件的发展密切相关，高频逆变式电源正是随着现代电力电子技术的发展而发展起来的。
感应加热技术从诞生至今，经过近百年的发展，取得了令人瞩目的成果，尤其是六十年代以后，固态电力电子器件的出现与发展，使感应加热技术和现代化生产的许多方面密切相关，发挥了很大的的作用，因此世界各国都十分关注感应加热技术的发展，并投入了相当的经济支持和技术力量。目前传统的感应加热电源与固态感应加热电源取长补短，互补共存。
目前逆变式电源技术正朝以下方向发展：
一、       沿20kHz的技术路线开发研制50kHz、100kHz级的逆变式电源。
二、       探讨旨在降低电力电子器件开关功耗，提高开关频率的零电压、零电流开关(软开关)技术，其中包括电路拓扑结构和工程实现。高频(1～10MHz)谐振开关技术，包括准谐振式和多谐振式零电压、零电流技术，是近10年来国际电力电子领域研究的热点。目前在1～10MHz，实验室已达数百瓦水平；在100kHz级达几千瓦水平。高频谐振软开关技术只有在数百kHz以上才能充分显示其巨大的优越性，由于器件、材料和技术上的原因，在今后较长的一段时间内，高频逆变式电源依然以硬开关技术为主，但软开关技术也将愈来愈多地得到开发和应用[1]。
三、       研制和生产大容量的逆变式电源。为适应市场的需求，大功率、高频率逆变式电源已经引起越来越多人的关注，大量研发工作正在进行，而且容量还在不断增大。
四、       研制和生产智能控制的逆变式电源。为适应高质量、高性能和加热工作的市场需求，愈来愈多地研究开发和生产智能控制的逆变式电源，其中包括了波形控制和模糊控制技术，人工神经网络技术、自动跟踪技术等等。采用波形控制和模糊控制技术的逆变式电源，在日本、美国、法国等国已有批量产品，我国已有研究开发成果和样机。
五、       研究功率因数校正和减少电网谐振干扰。目前串联逆变式电源的输入整流滤波单元均采用不可控二极管整流和大容量滤波电容，它会产生交变的严重非正弦化和窄脉冲电流，导致有的逆变器功率因数很低，如半桥式逆变器只有0.65左右。随着逆变式电源的日益推广应用，电网谐振问题变得愈来愈严重，因而改善输入电流波形和提高功率因数已成为重要的课题，特别是对三相和中大功率的逆变式电源需要进一步开展功率因数校正和减少电网谐振波干扰的研究。

§1.2.4 我国逆变式电源发展所存在的问题

在高频逆变式电源的发展过程中，国外是以企业为主体的商品化开发，因此产品上市快而且技术报道少。在国内主要是高等院校等研究机构推动了逆变式电源的发展，如浙江大学等单位做了很多工作。以企业为主体的技术创新尚有差距。
从长远看，高频逆变式电源是发展方向，但是由于高频逆变式电源发展时间不长，所以技术还有待于完善。由于逆变频率高，高频逆变式电源的调节范围大，工作在空载、负载和短路等不同状态下，环境条件恶劣，对设计提出了很高的要求，当前高频逆变式电源面临的主要问题是提高性能和改善可靠性。事实证明，产品可靠性是占领市场的关键。可靠性问题是系统工程问题，涉及许多技术因素，特别是在大功率高频逆变式电源中，开关器件承受的电流大、电压高，需要优良的开关器件及其相应的驱动保护电路和控制电路。

§1.2.5 国外感应加热技术现状

低频感应加热的特点是透热深度深、工件径向温差小，因此热应力小，工件变形小，比较适合大型工件的整体透热、大容量炉的熔炼和保温。目前，在低频感应加热场合普遍采用传统的工频感应炉。国外的工频感应加热装置可达数百兆瓦，用于数十吨的大型工件的透热或数百吨的钢水保温。预计短期内，以固态器件构成的低频感应加热电源在功率容量、价格和可靠性方面还难以与简单的工频感应炉竞争，虽然其效率、体积和性能均优于工频炉。
在中频(150－10KHz)范围内，晶闸管感应加热装置已完全取代了传统的中频发电机组和电磁倍频器，国外的装置容量已达数十兆瓦。
在超音频(10－100KHz)范围内，早期基本是空白，晶闸管出现以后一度曾采用晶闸管以时间分割电路和倍频电路构成的超音频电源。八十年代开始，随着一系列新型功率器件的相继出现，以这些新型器件（主要有GTO、GTR、MCT、IGBT、BSIT和SITH）构成的结构简单的全桥型超音频固态感应加热电源逐渐占据了主导地位，其中以IGBT应用最为普遍，这是因IGBT使用起来方便可靠，很受电路设计者的欢迎。1994年日本采用IGBT研制出了1200KW/50KHz的电流型感应加热电源，逆变器工作于零电压开关状态，实现了微机控制。西班牙在1993年也已经报道了3-600KW/100KHz的IGBT电流型感应加热电源，欧、美地区的其它一些国家，如英国、法国、瑞士等的系列化超音频感应加热电源也达数百千瓦[2]。
在高频(100KHz以上)领域，国外目前正处于从传统的电子管振荡器向固态电源的过渡阶段[3]。以日本为例其系列化的电子管振荡器的水平为5－1200KW/100-500KHz，而其采用SIT的固态高频感应加热电源的水平可达400KW/400KHz，并且在1987年就己开始研制1200KW/200KHz的SIT电源。欧美各国采用MOSFET的高频感应加热电源的容量正在突飞猛进，例如西班牙采用MOSFET的电流型感应加热电源的制造水平可达600KW/200KHz，德国的电子管高频电源水平约为110KW，而其在1989年研制的电流型MOSFET感应加热电源的容量已达480KW/50-200KHz。

§1.2.6 国内感应加热技术现状

我国感应加热技术从50年代开始就被广泛应用于工业生产当中。60年代末开始研制晶闸管中频电源，到目前已经形成了一定范围的系列化产品，并开拓了较为广阔的应用市场。
在中频领域，晶闸管中频电源装置基本上取代了旋转发电机，已经形成了500－8000Hz/100－3000 KW的系列化产品。但国产中频电源大多采用并联谐振逆变器结构，因此在开发更大容量的并联逆变中频感应加热电源的同时，尽快研制出结构简单、易于频繁启动的串联谐振逆变中频电源，也是中频领域有待解决的问题。
在高频领域的研究工作八十年代己经开始。浙江大学采用晶闸管倍频50KW/50KHz的高频电源，采用时间分隔电路研制了30KHz晶闸管高频电源。从九十年代开始，国内采用IGBT研制高频电源。浙江大学研制开发的50KW/50KHz高频电源已经通过浙江省技术鉴定。总的来说，国内目前的高频电源研制水平大致为500KW/50KHz，与国外的水平相比还有一定的差距。